Nouveaux mécanismes de commutation exploitant les protections intégrées des semi-conducteurs de puissance. Application à la conception de convertisseurs statiques à commutation automatique

Thèse préparée au Laboratoire d’Electrotechnique et d’Electronique Industrielle de

THÈSE

présentée pour obtenir le titre de

DOCTEUR DE L’INSTITUT NATIONAL POLYTECHNIQUE DE TOULOUSE Spécialité : Génie Electrique

par

Nicolas ROUX

Agrégé de Génie Electrique de l’Ecole Normale Supérieure de Cachan DEA Génie Electrique

Soutenue le 2 juillet 2004 devant le jury composé de

M. Robert BAUSIERE Président, Rapporteur

M. Jean-Luc SCHANEN Rapporteur

M. Jean-Louis SANCHEZ Examinateur

M. Hubert PIQUET Examinateur

M. Henri FOCH Examinateur, Encadrant

M. Frédéric RICHARDEAU Examinateur, Encadrant

M. Didier FERRER Invité, société CIRTEM

Nouveaux mécanismes de commutation exploitant les

protections intégrées des semi-conducteurs de puissance.

Application à la conception de convertisseurs statiques à

R

ESUME

Cette thèse présente un nouveau mécanisme de commutation qui a pour but d’intégrer la protection du semi- conducteur dans le principe même de commutation, afin de générer de nouveaux convertisseurs statiques. Il consiste en une transition auto-commandée qui se déroule à un niveau de courant ou de tension non nul. Elle peut être associée avec les commutations commandée ou spontanée permettant de passer de deux à cinq types de changement d’état d’une cellule de commutation. De nouvelles règles élémentaires de fonctionnement d’une cellule de commutation émergent alors.

Vu le grand nombre d’interrupteurs possibles, une mé thodologie de synthèse de cellules admettant une réversibilité de source, dont les interrupteurs sont identiques, est présentée permettant de faire apparaître différentes solutions, dont deux semblent particulièrement intéressantes : les cellules onduleur et redresseur à disjonction, utilisant toutes deux le thyristor-dual disjoncteur. Ce dernier sert de support d’étude du principe de blocage automatique.

Puis, le manuscrit se concentre sur l’étude de convertisseurs, associations de cellules élémentaires, faisant apparaître notamment le transformateur à courant continu et le redresseur triphasé réversible. Ce dernier fait l’objet d’un prototype industriel. Enfin, à partir du cahier des charges d’une chaîne éolienne, notre montage a été mis en concurrence avec ce qui se fait à l’heure actuelle en matière de raccordement au réseau, faisant apparaître un gain au niveau des pertes ainsi qu’un rendement énergétique supérieur.

Mots Clés

• Disjoncteur • Thyristor-dual

• Commutation automatique • Intégration de puissance • Redresseur réversible • Commutation commandée • Commutation spontanée

ABSTRACT

This thesis deals with a new switching process which integrates the semiconductor protection directly in the switching principle, in order to generate new static converters. It consists of a self-controlled transition which proceeds on a non-zero current or voltage level.

It can be associated with controlled or naturally switching processes making it possible to go from two to five change of state types of a switching cell. So, new elementary operation rules of a switching cell emerge.

Considering the great number of possible switches, a synthesis methodology of cells with a source reversibility, whose switches are identical, is presented making it possible to reveal various solutions, of which two seem particularly interesting: the self-breaking inverter and rectifier cells, both using the self-breaking thyristor-dual. This last is used as study support of the self-breaking principle.

Then, the manuscript concentrates on the study of converters, associations of elementary cells, revealing in particular the DC-current transformer and the reversible three-phase self-breaking rectifier. This last had been developed as an industrial prototype. Lastly, starting from the concept of a wind chain, our assembly has been compared with what is presently done as network converters, revealing lesser losses as well as a higher energetic efficiency.

Key words

• Breaker • Thyristor-dual

• Self-switching • Power integration

• Reversible rectifier • Controlled switching • Naturally transition

A

VANT

-

PROPOS

Ces travaux de recherche se sont déroulés au sein de l’équipe « Convertisseurs Statiques » du Laboratoire d’Electrotechnique et d’Electronique Industrielle (LEEI) à Toulouse. Le prototype a été réalisé par la société CIRTEM.

Tout d’abord, je tiens à remercier M.Yvon CHERON, directeur du LEEI pour m’avoir accueilli au sein de sa structure ainsi que M. Philippe LADOUX qui m’a accepté dans son équipe de travail. Mes remerciements vont également vers M. Christian SAUBION, directeur du CIRTEM, pour les différents moyens mis à ma disposition et son accueil.

J’adresse également mes remerciements aux différentes personnes qui ont accepté d’être membres du jury de thèse :

- M. Robert BAUSIERE, Professeur au Laboratoire d’Electrotechnique et d’Electronique de Puissance de Lille, pour m’avoir fait l’honneur de présider ce jury et avoir scrupuleusement relu ce manuscrit. Ses différentes remarques ont permis de grandement améliorer la version finale.

- M. Jean-Luc SCHANEN, Professeur au Laboratoire d’Electrotechnique de Grenoble, pour avoir accepté d’être le deuxième rapporteur de ce manuscrit et pour ses différentes remarques ainsi que son rapport.

- M. Jean-Louis SANCHEZ, Directeur de Recherche au Laboratoire d’Analyse et d’Architecture des Systèmes de Toulouse, et M. Hubert PIQUET, Professeur au LEEI, pour avoir accepté de prendre part à ce jury et avoir apporté un éclairage lié à leur domaine de compétences respectif.

- M. Didier FERRER, ingénieur au sein de la société CIRTEM, pour sa présence au sein du jury et son éclairage d’industriel sur ces travaux. Sur un plan plus personnel, je le remercie pour les journées agréables au CIRTEM. Nos nombreuses discussions techniques ainsi que son éternel optimisme, même après un bon « flash » resteront gravés dans ma mémoire.

- M. Henri FOCH, Professeur à au LEEI, pour avoir accepté d’être mon directeur de thèse. Nos conversations se sont toujours révélées très intéressantes, ainsi que fructueuses.

Son enthousiasme pour la recherche ainsi que sa pédagogie et sa grande simplicité en font un être à part qui laisse un grand vide depuis son départ à la retraite. Il fait partie des gens qui m’auront marqué. J’espère que ce manuscrit permettra à ses successeurs d’adapter l’enseignement de l’électronique de puissance.

- M. Frédéric RICHARDEAU, Chargé de recherche au LEEI, pour m’avoir proposé ce sujet de recherche. Sa rigueur et sa passion pour la recherche se ressentent à travers ce manuscrit. Je tiens à le remercier tout particulièrement pour le temps qu’il m’a consacré et la patience dont il a fait preuve au cours de ces trois années. Que ces quelques lignes témoignent toute ma reconnaissance.

Je tiens également à remercier toutes les personnes que j’ai pu croiser au LEEI, au CIRTEM ainsi qu’à l’ENSEEIHT au cours de mes enseignements. Je pense plus particulièrement :

à Mesdames BODDEN, CHARRON, ESCAIG, PIONNIE et MEBREK pour leur travail indispensable au bon fonctionnement du laboratoire.

à M. Jean-Baptiste DALZOVO, pour sa bonne humeur et sa gentillesse. Je ne t’ai pas oublié et la société Pim’Air assurera ton baptême.

à M. Thierry CARITOUX, pour son aide au CIRTEM. Il a permis de réanimer par deux fois le prototype…

aux différents thésards et stagiaires CNAM que j’ai côtoyé, et plus particulièrement Jérôme FADAT, Jérôme VALLON, Laurent PEYRAS (dit Pinpin), Laurent GASC (Monsieur 200 km/h), Jérôme DUVAL (dit Pastis), Sylvain CANAT, Lauric GARBUIO, Patrice LORENDEAUX, Dominique ESCANDE et Didier FLUMIAN. Une pensée particulière à Bernard PONTALIER pour son excellent travail de DEA et sont courage de refaire des études après 20 ans de carrière dans l’enseignement. Enfin, je pense à tous ceux qui m’ont supporté dans le bureau 135 : Laurent PEYRAS, Christophe TURPIN, Gilbert MANOT, Jérôme MAVIER, Alexis RENOTTE, Cédric LIOT et bien sûr Guillaume « Babouchesan » FONTES pour sa grande gentillesse.

à tous les étudiants que j’ai eu durant ces trois années de monitorat à l’ENSEEIHT. Si tous les bons moments que nous avons partagés reflètent la carrière d’enseignant, je ne me suis donc pas trompé de voie.

J’ai également une pensée pour tous les amis qui m’ont soutenu durant ces années, notamment les ex-cachanais : Laurent et Christine CABARET, dont la famille fait plaisir à voir, Fabien AESCHLIMANN et Juliette JOUHET qui se sont enfin mariés en grandes pompes (quelle voiture !!!!!), ainsi que Sébastien WYBO, le niçois, qui pense que la seule annonce à la coinche est le capot, et Nicolas LAVERDURE, mon binôme de Cachan, qui, grâce à sa grande patience, a supporté mes coups de sang et mon sale caractère.

Un grand merci pour tous les toulousains du stage « RAYNAUD », Christelle MICHEL, Lise BAIGET, Christophe BLANQUEVAIN, Frédéric MELEUX, Laurent BERTRANDIAS et sa femme Géraldine (il va enfin devoir s’assagir) et Stéphane NARBONNET. Toutes nos soirées m’ont permis de me détendre au sein de ma deuxième famille.

Une pensée à toute mon équipe de baseball avec qui nous avons remporté le championnat régional. Durant cette dernière année de thèse, ils m’ont permis de me défouler et d’évacuer la pression. Je tiens à citer en particulier Thomas KAPUSTA (dit Cacahuète), Nicolas CHALOUB (dit Fisherman), Eric « Pudge » SOLIVERES et Jérôme « 2 grammes » LASSERRE.

Je tiens à remercier ici une personne dont le nom aurait pu apparaître tout le long de cet avant-propos, Rémi SAISSET. Depuis sept ans que nous nous supportons, il a toujours été là quand j’en ai eu besoin. C’est un véritable ami et je lui souhaite bonne chance pour son poste à Rennes.

Enfin, je finis ces remerciements par ma famille : mes parents, mes grands-mères et mon frère, ainsi que la famille Mayen. Ils m’ont toujours soutenu tout au long de mes études. Je leur dois beaucoup. Qu’ils trouvent dans ce manuscrit toute ma reconnaissance et le signe que je suis enfin arrivé au bout.

T

ABLE DES MATIERES

RESUME ... 1

AVANT-PROPOS ... 3

TABLE DES MATIERES ... 7

NOTATIONS...11

INTRODUCTION GENERALE...15

CHAPITRE I : NOUVEAU PROCESSUS DE COMMUTATION : LA COMMUTATION AUTOMATIQUE ...19

I.1. PROTECTION DES SEMI-CONDUCTEURS...20

I.1.1. Protection en courant ...20

I.1.2. Protection en tension ...23

I.1.3. Bilan...27

I.2.DES COMMUTATIONS CLASSIQUES VERS LA COMMUTATION AUTOMATIQUE...28

I.2.1. Commutations commandée et spontanée...29

I.2.2. Introduction de la commutation automatique...30

I.3.INTEGRATION DE LA COMMUTATION AUTOMATIQUE DANS LA CELLULE DE COMMUTATION...32

I.3.1. Rappel des règles d’association des interrupteurs dans une cellule de commutation ...32

I.3.2. Modification des règles d’association d es interrupteurs avec l’introduction de la commutation automatique...33

I.4.SYNTHESE DES CELLULES A COMMUTATION AUTOMATIQUE...36

I.4.1. Synthèse...36

I.4.2. Stabilité de la commutation automatique...41

I.4.3. Extraction des cellules intéressantes et étude de la protection...43

I.4.4. Etude du cas particulier de commutation commandée avec changement de quadrant...45

I.5.CHOIX DE LA CELLULE DE L’ETUDE A SUIVRE...46

I.6.AUTRES EXEMPLES DE CELLULES A COMMUTATION AUTOMATIQUE...47

I.7.CONCLUSION...51

CHAPITRE II : LE THYRISTOR-DUAL DISJONCTEUR ...53

II.1.PRINCIPE DU THYRISTOR-DUAL DISJONCTEUR...53

II.2.REALISATION EXPERIMENTALE...54

II.2.1. Principe du blocage automatique sans capteur...55

II.2.2. Description de la carte de commande...56

II.3.FONCTIONNEMENT DES CELLULES ELEMENTAIRES UTILISANT LE THYRISTOR-DUAL DISJONCT EUR

...58

II.3.1. La cellule onduleur à disjonction...58

II.3.2. La cellule redresseur à disjonction...62

II.4.LE PROCESSUS DE DISJONCTION...64

II.4.1. Relevé expérimental d’une disjonction...64

II.4.2. Dépendance du courant de disjonction vis-à-vis du di/dt ...65

II.4.3. Etude théorique de la phase de disjonction...66

II.4.4. Abaques du courant de disjonction en fonction du di/dt...68

II.4.5. Conclusions sur la stabilité de la valeur du courant de disjonction...71

II.5.SYNTHESE D’UNE FONCTION DISJONCTEUR INTEGREE...73

II.6.EVOLUTION DES PERTES DUES AU FONCTIONNEMENT SOUS POTENTIEL DE GRILLE REDUIT...77

II.7.MISE EN PARALLELE DE DISJONCTEURS...81

II.7.1. Mise en parallèle de deux thyristors-duaux disjoncteurs...82

II.7.2. Mise en parallèle de trois thyristors-duaux disjoncteurs...88

II.7.3. Conclusion...91

II.8.CONCLUSION...91

CHAPITRE III : APPLICATIONS DU THYRISTOR-DUAL DISJONCTEUR ...93

III.1.ASSOCIATION DE DEUX CELLULES REDRESSEUR A DISJONCTION...93

III.1.1. Association série : pont monophasé à disjonction...94

III.1.2. Association anti-série : liaison continue à circuit oscillant...96

III.1.3. Remplacement des diodes par des thyristors...98

III.2.LE TRANSFORMATEUR CONTINU... 100

III.2.1. Transformateur continu tension-courant ...100

III.2.2. Transformateur à courant continu ...105

III.3.LE REDRESSEUR TRIPHASE REVERSIBLE EN COURANT... 110

III.3.1. Cahier des charges...110

III.3.2. Schéma du circuit de puissance et principe de fonctionnement ...111

III.3.3. Fonctionnements dégradés du redresseur triphasé réversible en courant...124

III.3.4. Résultats des essais expérimentaux réalisés...133

III.3.5. Structure de puissance à inhibitions courtes ...140

III.3.6. Polyvalence du montage...142

III.3.7. Conclusions...144

III.4.CONCLUSION... 145

CHAPITRE IV : LE REDRESSEUR REVERSIBLE APPLIQUE A UNE CHAINE EOLIENNE ...147

IV.1.PROBLEMATIQUE DE L’EOLIEN... 147

IV.2.CAHIER DES CHARGES... 148

IV.3.1. Rappels sur l’éolien...149

IV.3.2. Structure de l’éolienne et de l’alternateur...150

IV.3.3. Etage MPPT ...152

IV.3.4. Convertisseur réseau...156

IV.4.PREMIERE COMPARAISON SUR LES FORMES D’ONDES COTE RESEAU... 158

IV.4.1. Formes d’ondes du redresseur réversible ...158

IV.4.2. Formes d’ondes de l’onduleur MLI ...160

IV.4.3. Formes d’ondes du pont à thyristors...161

IV.4.4. Bilan et conclusion ...163

IV.5.DEUXIEME COMPARAISON SUR L’EFFICACITE ENERGETIQUE... 164

IV.5.1. Présentation des profils de test ...164

IV.5.2. Mesure des pertes en statique...166

IV.5.3. Mesure des pertes en dynamique ...169

IV.5.4. Rendement énergétique...170

IV.6.TROISIEME COMPARAISON SUR L’ASPECT THERMIQUE... 171

IV.7.CONCLUSION... 173

CONCLUSION GENERALE ...175

BIBLIOGRAPHIE...179

ANNEXE A : EXEMPLE DE SYNTHESE DE CELLUL ES DEUX QUADRANTS ...181

ANNEXE B : MISE EN EQUATION DE LA PHASE DE DISJONCTION ...187

ANNEXE C : TABLEAUX DES RESULTATS DE MES URE DE PERTES ...195

ANNEXE D : PHOTOGRAPHIES DE LA MAQUETTE DE REDRESSEUR TRIPHASE REVERSIBLE ...199

N

OTATIONS

G

i ou I Courant [A]

v ou V Tension [V]

E Source de tension [V]

Idisj Courant de disjonction [A]

Imag Courant magnétisant du transformateur [A]

Lµ Inductance magnétisante du transformateur [H]

Lf Inductance de fuite [H]

λ Inductance de ligne du réseau [H]

P Puissance [W]

Pertes [W]

η Rendement

EOFF Energie mise en jeu au blocage d’un IGBT [J]

aOFF, bOFF et cOFF Coefficients d’interpolation de la courbe de l’énergie mise en jeu au

blocage d’un IGBT

EON Energie mise en jeu à l’amorçage d’un IGBT [J]

aON, bON et cON Coefficients d’interpolation de la courbe de l’énergie mise en jeu à

l’amorçage d’un IGBT

Erec Energie de recouvrement d’une diode [J]

arec, brec et crec Coefficients d’interpolation de la courbe de l’énergie de recouvrement

d’une diode

VCE0 Tension de saturation d’un IGBT [V]

Rd IGBT Résistance dynamique d’un IGBT [Ω]

Vd0 Tension de saturation d’une diode [V]

Rd diode Résistance dynamique d’une diode [Ω]

Cge Capacité grille-émetteur de l’IGBT [F]

g Transconductance de l’IGBT [S]

Ic Courant dans le collecteur de l’IGBT [A]

Vce Tension aux bornes de l’IGBT [V]

Vge Tension grille-émetteur de l’IGBT [V]

Vgeth Tension de seuil de l’IGBT [V]

gfs Transconductance du MOSFET [S]

Vgs Tension grille-source du MOSFET [V]

Vds Tension drain-source du MOSFET [V]

Vdg Tension drain- grille du MOSFET [V]

Vgsth Tension de seuil du MOSFET [V]

Vcom Tension de commande du MOSFET [V]

Id Courant de drain du MOSFET [A]

Cgs Capacité grille-source du MOSFET [F]

Cds Capacité drain-source du MOSFET [F]

Cdg Capacité drain- grille ou transversale du MOSFET [F]

Coss Capacité de sortie du MOSFET [F]

Rdson Résistance à l’état passant du MOSFET [Ω]

Rg Résistance de grille [Ω]

T Période du signal [s]

F Fréquence du signal [Hz]

ω Pulsation électrique [rad/s] Vbus Tension du bus continu [V]

Vz Tension Zener [V]

C

Cn Condensateur numéro n

Dn Diode numéro n

DZn Diode Zener numéro n

Kn Interrupteur numéro n

Ln Inductance numéro n

ni Nombre de spires de l’enroulement numéro i

off Commande de blocage

on Commande d’amorçage

Rn Résistance numéro n

Tn Transistor numéro n

I

(.)i Grandeur relative à la phase i

(.)C Grandeur relative à un condensateur

(.)ch Grandeur relative à la charge

(.)clamp Grandeur relative au clampage

(.)cont Grandeur continue

(.)désat Grandeur relative à la désaturation du transistor

(.)e Grandeur relative à la source de tension E

(.)eff Grandeur efficace

(.)éq Grandeur équivalente

(.)K Grandeur relative à un interrupteur

(.)L Grandeur relative à une inductance

(.)max Valeur maximale

(.)R Grandeur relative à une résistance

(.)réf Grandeur de référence

(.)rés Grandeur relative au réseau de distribution

(.)T Grandeur relative à un transistor

T

Cth, C Capacité thermique [J/K]

Rth, r Résistance thermique [K/W]

τ Constante de temps thermique [s]

P Pertes [W]

W Energie thermique [J]

Ta Température de l’air ambiant[K ou °C]

Tj Température de jonction [K ou °C]

Trad Température du radiateur [K ou °C]

∆T Elévation de température [K]

E

R Rayon de la voilure [m]

H Hauteur de la voilure [m]

S Surface balayée par la voilure [m2]

ρ Masse volumique de l’air [kg/m3]

Vvent Vitesse du vent [m/s]

Ω Vitesse de rotation de l’éolienne [rad/s] Cp Coefficient de puissance

Péol Puissance éolienne [W]

λ Vitesse réduite

c et k Paramètres de la loi de distribution de Weibull

N

|.| Valeur absolue

f(.) Fonction de

A

AC Alternative Current

CALC Circuit d’Aide à La Commutation

CATS Commande Autour de la Tension de Seuil CEM Compatibilité Electro-Magnétique

CNRS Centre National de la Recherche Scientifique

DC Direct Current

ENSEEIHT Ecole Nationale Supérieure d’Electrotechnique, d’Electronique, d’Informatique, d’Hydraulique et des Télécommunications de Toulouse IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor

IMFT Institut de Mécanique des Fluides de Toulouse

LAAS Laboratoire d’Analyse et d’Architecture des Systèmes

MAS Machine asynchrone

MCC Machine à courant continu

MLI Modulation de Largeur d’Impulsion MOS Metal-Oxide-Semiconductor

MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor

MS Machine Synchrone

MPPT Maximum Power Point Tracking

RSIL Réseau de Stabilisation d’Impédance de Ligne

I

NTRODUCTION GENERALE

De nos jours, l’électronique de puissance est basée sur l’usage de composants de type semi-conducteur. Ces composants sont des interrupteurs électroniques qui s’amorcent et se bloquent soit par une électrode de commande, soit spontanément en fonction des grandeurs électriques extérieures. Associés dans un convertisseur statique, ils permettent le contrôle du transfert de puissances pouvant dépasser le MW. Aujourd’hui, les performances atteintes sont telles qu’un semi-conducteur formé par quelq ues centimètres carrés de silicium peut conduire des courants de plusieurs centaines d’ampères et tenir des tensions dépassant le millier de volts. Malgré ces chiffres impressionnants, seulement 1% de l’énergie contrôlée par le convertisseur suffit à détruire ce composant. Le fonctionnement viable d’un convertisseur passe donc par une adéquation absolue entre les contraintes électriques du circuit de puissance et les limites physiques du semi-conducteur de puissance dans ce même circuit, à l’échelle de la microseconde.

Par ailleurs, l’électronique de puissance est devenue de plus en plus présente. Nous ne nous limitons pas à connecter de simples machines sur le réseau. Les charges sont de plus en plus souvent alimentées à travers des convertisseurs statique s. Mais, l’usage de ces derniers ne s’arrête pas aux utilisateurs, car nous en trouvons également sur le réseau de distribution afin de gérer sa qualité et les transferts d’énergie. Il est donc très important de s’assurer de leur bon fonctionnement dans des conditions qui peuvent parfois être contraignantes pour la puce de silicium, sous peine de perdre un réseau complet.

C’est dans ce contexte que l’équipe « Convertisseurs Statiques » du LEEI a lancé une opération de recherche sur la fiabilité et la sûreté de fonctionnement depuis quelques années, en collaboration avec le LEM de Montpellier. L’objectif est, dans un premier temps, de caractériser les défauts potentiels que peut connaître un convertisseur statique [BAUDESSON] [TURPIN]. L’étude de la fiabilité nécessite également la compréhension des mécanismes de dérive et de vieillissement des composants à semi-conducteur ainsi que leur comportement sous des contraintes proches de leurs grandeurs nominales afin d’exploiter tout leur potentiel [VALLON].

Un élément important d’un convertisseur statique est sa protection. Une autre idée a alors émergé. Pourquoi ne pas synthétiser des convertisseurs auto-protégés ? Nous avons alors décidé d’intégrer la protection du convertisseur directement dans le mécanisme de commutation du convertisseur statique. Il est alors apparu un type de commutation original, la

commutation automatique. Cette thèse s’inscrit comme premier témoin de cette étude. Elle a pour but de définir ce nouveau concept, de le caractériser et d’en mesurer l’impact.

Dans le premier chapitre, nous rappelons le concept et les principes de protection des convertisseurs statiques, ainsi que les méthodes classiquement utilisées afin de les protéger, que ce soit en tension ou en courant. Nous rappelons ensuite les propriétés des commutations actuelles, commandée et spontanée, puis nous présentons la commutation automatique. Nous décrivons enfin, les propriétés de cette dernière, ainsi qu’une méthode pour synthétiser des convertisseurs deux quadrants l’inclua nt. Des exemples sont alors donnés, pour des convertisseurs autres que deux quadrants, en particulier le cas quatre quadrants où nous présentons une solution intéressante à un type de convertisseur difficile à mettre en œuvre.

Dans le deuxième chapitre, nous nous intéressons à un type d’interrupteur particulier incluant un blocage automatique : le thyristor-dual disjoncteur. Le thyristor-dual, composant développé historiquement au LEEI, présente de nombreux avantages. Nous l’avons donc utilisé dans les différents convertisseurs que nous avons réalisés. Un exemple de réalisation de commande de thyristor-dual disjoncteur en discret est présenté. Nous détaillons les deux cellules élémentaires qui seront utilisées par la suite : une cellule onduleur et une cellule redresseur. Nous avons alors étudié l’influence des différents paramètres extérieurs sur la valeur du courant de disjonction de notre thyristor-dual disjoncteur présenté en discret. Dans le cadre d’une collaboration avec le LAAS, nous avons également travaillé sur l’intégration fonctionnelle de notre composant, dont une solution est présentée dans ce manuscrit. Enfin, nous nous sommes intéressés à l’augmentation du calibre en courant de notre interrupteur par la mise en parallèle de composants élémentaires.

Le troisième chapitre présente la réalisation de convertisseurs statiques par association de cellules élémentaires incluant la commutation automatique. Nous avons en particulier étudié différentes versions d’un transformateur continu, d’un fonctionne ment similaire au transformateur alternatif classique. Le manuscrit présente également la réalisation d’un redresseur triphasé réversible, montage qui a fait l’objet de la réalisation d’un prototype avec la société CIRTEM. Ce dernier montage a été étudié de manière approfondie afin de faire ressortir les apports de la commutation automatique en condition de fonctionnement réel.

Enfin, dans le quatrième chapitre, nous confrontons le redresseur triphasé aux autres montages existants remplissant une fonction similaire, à savoir l’onduleur MLI et le pont à thyristors. Nous avons décidé d’utiliser un cadre réel et basé notre étude sur le cahier des charges du convertisseur réseau d’une chaîne éolienne, en collaboration avec le groupe « Système » du LEEI. Elle s’est appuyée sur trois points de comparaison : les harmoniques de courant réinjectés sur le réseau, le rendement énergétique du convertisseur et le profil de

température de jonction.

Des annexes présentent un exemple d’application de la méthode de synthèse de convertisseurs deux quadrants, la mise en équation de la phase de disjonction, les résultats des pertes dans le cadre de la chaîne éolienne et les photographies du prototype du redresseur triphasé réversible.

Cette thèse peut être abordée avec différents objectifs. Si le lecteur veut seulement découvrir le concept de commutation automatique, ainsi que ses principales caractéristiques, il peut limiter sa lecture au premier chapitre. S’il souhaite plutôt concentrer sa lecture sur le concept de thyristor-dual disjoncteur avec toutes les propriétés qui l’accompagnent, il peut se contenter du deuxième chapitre. Enfin, si le lecteur s’intéresse aux convertisseurs statiques à base de fonctions disjoncteurs, il peut directement se pencher sur le chapitre III et le chapitre IV, ce dernier comparant le redresseur réversible aux montages actuels.

I.

CHAPITRE I

N

OUVEAU PROCESSUS DE COMMUTATION

:

LA

COMMUTATION AUTOMATIQUE

Un convertisseur statique est fragile quand nous tenons compte de la faible énergie qu’il est capable de dissiper par lui- même par rapport à l’énergie qu’il contrôle. Il est donc nécessaire d’introduire des protections. Une protection est un composant ou un ensemble de composants, internes ou externes à l’interrupteur principal, permettant d’abaisser le niveau de contrainte électrique ou thermique appliquée à cet interrupteur. La protection agit généralement en deux temps : la limitation de la contrainte (limiteur de courant, …) ce qui est une protection dynamique, puis la suppression de la contrainte (disjoncteur, crow-bar), protection statique.

La protection ne doit pas être confondue avec les circuits d’aide à la commutation (CALC), car une protection agit en situation de fonctionnement anormal, ce qui correspond à un défaut de commande, une défaillance physique d’un autre composant, une contrainte environnementale hors spécification, ou lors d’un usage hors spécification du montage (surcharge, court-circuit, injection d’énergie, …).

Il faut noter que, quand la contrainte est connue, une alternative consiste à en tenir compte dans le dimensionnement du composant et de durcir spécifiquement la grandeur liée à cette contrainte. Cette dernière n’est plus alors tout à fait une contrainte. Par conséquent, ce n’est pas le cas qui va nous intéresser ici.

Un état actuel des protections couramment utilisées est exposé dans une première partie, protections qui s’étendent même jusqu’au driver de l’interrupteur.

Dans un deuxième temps, nous introduisons le principe de la commutation automatique qui permet d’introduire la protection au sein même du mécanisme de commutation du convertisseur.

Par la suite, des interrupteurs utilisant la commutation automatique sont associés au sein d’une cellule de commutation afin de dégager de nouvelles règles d’association d’interrupteurs dans une cellule de commutation. Ces règles sont alors utilisées afin de synthétiser des cellules intégrant des interrupteurs trois segments avec commutation

automatique.

I.1.

PROTECTION DES SEMI

-

CONDUCTEURS

Les circuits de protection doivent répondre dans un temps très court, de l’ordre de la microseconde. Le problème est plus critique dans le cas d’une surtension (le composant se met en avalanche dès que le champ local dans le volume et en périphérie atteint le seuil de claquage). Pour atteindre ces niveaux de rapidité, il est impératif de placer les circuits de protection au plus près du composant, voire dans la puce elle- même, afin de réduire les inductances parasites dans la boucle de réaction. L’intégration de la protection directement dans le semi-conducteur n’est possible que si la contrainte thermique qui en découle le permet.

Nous nous retrouvons donc avec deux types de protections : des protections actives qui sont intégrées dans la puce et des protections passives qui sont externes. Elles sont toutes deux de type semi-conducteur, placées directement au niveau des interrupteurs, mais qui resteront «transparentes » en fonctionnement normal du convertisseur statique.

Les deux types de protection à fournir sont des protections contre les surintensités (surcharge ou court-circuit) et les surtensions rapides. Dans le premier cas, le souci de la limitation de la température de la puce peut rentrer en ligne de compte, soit température globale en cas de surcharge, soit au niveau d’un point chaud formé au sein de la puce en cas de court-circuit. Dans tous les cas, les protections peuvent être de type limitation de la grandeur à un seuil réglable ou non, ou l’élimination de la grandeur jugée devenue dangereuse (exemple de la fonction disjoncteur dans le cas d’une surintensité).

I.1.1. Protection en courant

I.1.1.1. Limitation du courant

Certains composants de l’électronique de puissance possèdent la capacité de limiter le courant qui les traverse dans certains régimes de fonctionnement. Il s’agit du transistor bipolaire, du transistor MOS et de l’IGBT qui combine les deux effets précédents. Ces composants ont même la possibilité de régler la valeur de ce courant maximum : c’est l’effet transistor, du moins en régime statique de désaturation. Nous parlerons de régime saturé direct pour les transistors à effet de champ (MOS principalement) et de régime désaturé pour les transistors à conduction bipolaire (IGBT et transistor bipolaire).

Par exemple, si nous nous intéressons à l’IGBT, composant hybride entre les transistors bipolaires et MOS, nous obtenons les caractéristiques de la Figure I-1.

Chaque caractéristique correspond à une tension grille-émetteur donnée. Si cette grandeur est fixe, en régime linéaire, la chute de tension aux bornes du transistor est faible.

Nous pouvons dire que le composant est « transparent ».

Par contre, si le courant qui traverse le transistor augmente, il va avoir tendance à se désaturer. Nous allons donc aboutir à la zone 4 de la caractéristique. A ce moment, le transistor se comporte comme une source de courant de valeur g.(Vge-Vgeth), où g est la

transconductance de l’IGBT et Vgeth, la tension de seuil. Par conséquent, il adaptera la tension

à ses bornes afin de maintenir le courant qui le traverse constant. En particulier, il empêchera ce dernier de dépasser la valeur préréglée par l’intermédiaire du potentiel de grille, tout du moins en statique.

zone désaturée

Figure I-1 : Caractéristiques statiques de l’IGBT

L’IGBT peut donc bien jouer le rôle, ici, d’un limiteur de courant réglable en jouant sur son potentiel de grille, dans la mesure où nous ne dépassons pas ses limites propres, en particulier la température de la puce silicium.

I.1.1.2. Fonction disjoncteur

Le principal problème du fonctionnement dans la zone de désaturation est le fonctionnement simultané du composant avec du courant le traversant et de la tension à ses bornes. Cela induit une puissance instantanée plus élevée, d’où une augmentation de la température de la puce qui peut rapidement dépasser la température maximale que peut admettre la puce.

Une solution est l’emploi de nouveaux matériaux permettant de dissiper plus d’énergie par unité de volume que le silicium, tel le carbure de silicium [NALLET] ou l’utilisation d’architectures de composant plus adaptées qui répartissent la puissance à dissiper dans tout le volume de la puce et non plus en un point chaud unique [BAUDESSON].

pour le reste du montage. L’IGBT est donc utilisé comme disjoncteur. Tout revient à détecter le moment où le transistor devient un limiteur de courant, c’est-à-dire l’instant où il passe en régime saturé.

Afin d’y parvenir, étant données les caractéristiques du transistor, il suffit de procéder à une mesure de tension à ses bornes : dès que cette tension augmente, le transistor passe en régime désaturé. Il suffit alors de fixer un seuil de tension au-delà duquel nous commandons l’ouverture du composant. Ce type de mesure permet de s’affranchir d’un capteur de courant et nous sommes également certains d’utiliser le transistor au maximum de sa capacité en courant, car nous allons l’ouvrir quand il aura atteint la zone de désaturation.

Plusieurs stratégies sont alors possibles. En effet, nous pouvons décider d’avoir un seuil fixe, mais à ce moment plus le courant toléré sera élevé, plus le produit tension-courant sera élevé, ce qui augmentera les pertes dans le composant. Une autre possibilité est d’adapter le seuil en fonction de la valeur maximale du courant toléré en adoptant une courbe iso-puissance. Ce ne sont que deux possibilités parmi d’autres. Elles sont présentées à la Figure I-2.

Figure I-2 : Exemples de seuil de détection pour un fonctionnement disjoncteur de l’IGBT

I.1.1.3. Protection en courant intégrée dans un circuit de

commande

La société Concept a développé un driver d’IGBT et de MOSFET, pour la forte puissance, qui intègre une protection en courant du composant au sein de sa commande. Il se base sur la surveillance de la tension collecteur-émetteur, dans le cas de l’IGBT. Il s’agit du 2SD106A, dont le schéma de principe de la mesure de VCE est donné à la Figure I-3. Lorsque

le composant est conducteur, si la tension VCE augmente trop, cela signifie que le composant

est en-train de se désaturer, ce qui amène le driver à provoquer le blocage de l’IGBT.

Figure I-3 : Schéma de principe de la mesure de VCE

Figure I-4 : Gabarit pour la détection de court-circuit à l'amorçage

Le driver intègre une protection contre une surcharge de courant se produisant lors de la conduction de l’interrupteur. De plus, il y a également une surveillance lors de l’amorçage de l’interrupteur en cas de court-circuit de la charge ou de claquage de l’interrupteur opposé (mise en ava lanche sous fort dV/dt) [BAUDESSON][VALLON]. Pour cela, le driver mesure la valeur de la tension VCE aux bornes de l’interrupteur lors de l’amorçage, après un temps

mort qui correspond au temps normal d’amorçage du composant augmenté d’une marge. Il compare la valeur mesurée par rapport à un gabarit réglable par l’utilisateur (cf. Figure I-4), et si elle est supérieure, c’est que le composant est traversé par un courant supérieur à ce qu’il devrait être. Il y a donc court-circuit et le driver ouvre le composant afin de le protéger et inhibe toute commande future. Cette ouverture est lente afin d’éviter toute surtension consécutive à une forte variation du courant.

I.1.2. Protection en tension

La protection contre les surtensions est primordia le mais très délicate à mettre en œuvre, contrairement à la protection en courant. En effet, en régime de surcharge ou de court-circuit, la contrainte thermique est quasi-homogène dans toute la puce. C’est alors la capacité thermique totale de la puce qui intervient dans l’élévation de température, avec une constante de temps thermique de l’ordre de la milliseconde.

Par contre, en régime d’avalanche (ionisation par impact ou emballement par le courant de fuite par exemple), le phénomène est local, volumique ou sur les bords de la puce. C’est donc la capacité thermique d’une fraction de la puce qui intervient, divisant ainsi la constante de temps thermique qui permet le calcul de l’élévation de température. Elle atteint

des valeurs de l’ordre de la centaine voire de la dizaine de nanosecondes. C’est pourquoi il est préférable d’avoir une protection en tension directement intégrée dans le composant tandis que la protection en courant peut être externe.

Par ailleurs, certains composants ont la capacité de se mettre en avalanche ce qui limite la tension à leurs bornes. Mais, alors, ils sont traversés par un courant de valeur importante. L’énergie à dissiper est énorme et cela dépasse très rapidement la densité d’énergie que peut accepter la faible zone de la puce de silicium qui s’est mise en avalanche, ce qui conduit au court-circuit physique, voire à l’explosion du boîtier.

Par conséquent, il apparaît nécessaire d’utiliser des dispositifs annexes afin de limiter la tension aux bornes du composant. Deux types de stratégies apparaissent qui vont de la simple limitation de la grandeur à la nécessité de créer un court-circuit afin de diminuer la tension.

I.1.2.1. Ecrêtage direct

La première possibilité est d’utiliser un composant en parallèle de l’interrupteur qui se met en avalanche à sa place et qui a la possibilité de dissiper plus d’énergie. C’est le cas des diodes transil branchées selon le schéma de la Figure I-5.

Figure I-5 : Ecrêtage direct à l'aide d'une diode transil

Figure I-6 : Caractéristique statique d'une diode transil (Tj = constante)

Le problème principal est, comme nous pouvons le constater sur la caractéristique de la Figure I-6, que la tension aux bornes de la transil varie avec le courant qui la traverse. Par conséquent, nous ne pouvons connaître exactement la tension de clampage, qui peut fluctuer de 20 à 30% [BAUDESSON]. La protection ne peut donc pas être de valeur précise. De plus, l’énergie à dissiper en régime répétitif est souvent trop importante pour de tels dispositifs, ce qui limite leur utilisation aux basses puissances ou alors de manière ponctuelle, voire unique.

I.1.2.2. Ecrêtage actif

L’écrêtage actif consiste, en présence d’une surtension, à écouler l’énergie par le composant en le plaçant dans sa zone linéaire. Ainsi, l’impédance de l’interrupteur diminue ce qui permet aux charges de s’écouler et ainsi d’éliminer cette surtension. Comme dans le cas du disjoncteur, plusieurs politiques de command e sont possibles. La première consiste à réagir à un seuil fixe de tension par l’intermédiaire d’une diode transil ou d’une diode Zener. Sur ce principe, plusieurs montages sont envisageables.

Roff Ron R1 D1 DZ1 DZ2 R2 Cge Vce ˜ Vz Vz Vge V- R1 D1 DZ1 DZ2 R2 Cge Vce ˜ Vz Vz Vge R3 T1

Figure I-7 : Ecrêteur actif avec diode transil entre grille et collecteur

Figure I-8 : Ecrêteur actif avec amplification du courant

Les deux montages des Figure I-7 et Figure I-8 fonctionnent de la même manière : lorsque la tension aux bornes de l’IGBT dépasse la tension d’avalanche de la diode transil, cette dernière se met en avalanche et produit un courant qui permet de charger la grille de l’IGBT, ce qui augmente le courant potentiel et permet d’écouler l’énergie. La tension de grille, qui permet de contrôler le courant potentiel, s’auto-adapte pour maintenir la tension VCE constante. Nous ajoutons une résistance R1 afin d’assurer la stabilité de la contre-réaction

par réglage du courant réinjecté sur la grille. Afin de protéger cette dernière, nous ajoutons la diode Zener DZ2 ainsi que la résistance R2 qui permet de décharger la grille.

Sur le montage de la Figure I-7, c’est directement la diode transil qui fournit le courant dont une partie repart vers le circuit commande qui veut imposer un potentiel bas. Comme la résistance de grille est en général faible, le courant appelé peut atteindre plusieurs ampères. Comme pour le montage précédent, il est alors difficile de maîtriser la tension d’écrêtage. Pour pallier ce problème, il existe le montage de la Figure I-8, où le MOSFET permet d’amplifier le courant injecté, mais cette solution introduit la capacité de sortie du transistor MOS en parallèle de la capacité Miller amplifiant ainsi l’effet Miller.

Cependant, ces deux montages présentent le défaut de réinjecter du courant dans le circuit de commande qui essaye d’imposer un potentiel bas. Si l’écrêtage dure trop longtemps, il y a risque d’endommager l’étage amplificateur qui devra dissiper une énergie pour laquelle il n’était pas initialement dimensionné.

Pour ne pas être confronté à ce problème, il faut que la contre-réaction se fasse directement sur la commande. C’est le cas du montage de la Figure I-9. La diode transil injecte directement son courant à l’entrée du push-pull, ce qui limite donc sa valeur, par absence de court-circuit par le transistor du bas. Par contre, ce montage introduit un étage de plus dans la chaîne de rétroaction. Le temps de réaction dépend donc de la rapidité de l’étage amplificateur.

Figure I-9 : Ecrêteur actif agissant sur la commande du driver

Une autre possibilité est d’adapter le seuil d’écrêtage au point de fonctionnement auquel nous no us trouvons. Par exemple, il est possible de se baser sur une courbe iso-puissance. En effet, cette dernière donne, en première approximation, une idée de l’élévation de la température du composant. La Figure I-10 présente un schéma électrique simplifié du modèle thermique d’un composant à semi-conducteur.

Figure I-10 : Schéma thermique global du composant (Tj : température de jonction, Tamb : température ambiante)

Si nous mettons en équation le système précédent soumis à un échelon de puissance, nous obtenons l’Equation I-1 avec la différence de température donnée par l’Equation I-2 et la constante de temps thermique définie par l’Equation I-3.

      ⋅ ⋅ = ∆ τ t -e -1 Rth P T I-1 Trad -Tj T = ∆ I-2 Cth Rth⋅ = τ I-3

Il faut noter que dans les semi-conducteurs classiques, la constante de temps thermique de la puce est de l’ordre de la milliseconde. Si nous travaillons avec un temps faible devant la constante de temps (t<<τ), nous obtenons l’Equation I-4 par développement limité de l’Equation I-1. Or l’énergie reçue est donnée par l’Equation I-5, ce qui permet d’écrire la valeur approchée de l’élévation de température à l’Equation I-6.

t Cth P t Rth P T = ⋅ ⋅ = ⋅ ∆ τ I-4

(

)

∫

Nous voyons donc que l’élévation de température peut se déduire de l’énergie reçue par le composant lors d’un phénomène de courte durée. Cela justifie alors une commande se basant sur un seuil de puis sance en fonction du temps, afin de protéger le composant en température.

I.1.3. Bilan

La Figure I-11 présente un résumé des différentes protections possibles sur un interrupteur de puissance : une protection en courant et une protection en puissance. Nous pouvons également prévoir une limite en puissance dont la valeur est variable en fonction de la température actuelle de la puce.

Figure I-11 : Résumé des différentes protections d’un interrupteur de puissance

I.2. D

ES COMMUTATIONS CLASSIQUES VERS LA COMMUTATION

AUTOMATIQUE

Nous avons vu différentes protections possibles pour les interrupteurs de puissance. Elles ont toutes un point commun : elles n’ont un rôle qu’en cas d’événement imprévu. Cela revient à dire que ces protections ne sont que des veilles, signifiant que cet ajout nécessaire n’est que du « superflu » du point de vue du fonctionnement du convertisseur. Il peut alors être intéressant, sur le plan fonctionnel, d’exploiter la non linéarité dans le plan i=f(v) des protections pour produire une fonction de commutation sur seuil. Cela revient à donner aux protections un rôle actif dans le processus de commutation. Ce changement d’état automatique peut être vu, du point de vue du circuit, comme une commutation spontanée particulière à seuil non nul, obligatoirement dans un quadrant dissipatif. Il s’agit donc d’une commutation et non d’une transition spontanée. Nous appellerons cette commutation, commutation automatique.

@

β

Figure I-12 : Symboles des commutations automatiques

Une commutation commandée peut donc très naturellement être remplacée par une i v i v Limiteur de courant Limiteur de courant Limiteur de tension Limiteur de tension Limite de puissance Limite de puissance

commutation automatique. Une transition spontanée (changements d’état à tension et courant nuls) peut également être remplacée par une commutation à seuils non nuls.

Les symboles représentant la commutation automatique qui seront utilisés dans ce manuscrit sont détaillés à la Figure I-12. Nous avons utilisé le symbole du disjoncteur pour représenter le blocage automatique et celui du parasurtenseur pour l’amorçage automatique. Pour l’exemple de la figure, c’est l’IGBT qui a été utilisé, mais la symbolique peut s’adapter aux autres composants.

I.2.1. Commutations commandée et spontanée

A l’heure actuelle, deux types de changement d’état existent et ont leurs propriétés propres : la commutation commandée et la commutation spontanée, dont les représentants traditionnels sont respectivement le transistor et la diode. Par ailleurs, il existe des composants tels que le thyristor, qui combine les deux types de commutation.

La principale visualisation d’un interrupteur se fait par l’intermédiaire de sa caractéristique statique associée à ses commutations de blocage et d’amorçage. La Figure I-13 présente le plan tension-courant où apparaissent quatre quadrants de fonctionnement. La convention récepteur est usuellement employée car les interrupteurs restent des récepteurs. Par conséquent, les quadrants II et IV étant des quadrants générateurs, sont impossibles physiquement. Il apparaît également, dans les quadrants I et III, les aires de sécurité dont les limites correspondent à la tension d’avalanche, à la densité maximale de courant admissible par la puce et une limite en puissance dissipable par celle-ci.

i

v

I

II

III

IV

Figure I-13 : Plan tension-courant permettant de tracer la caractéristique d’un interrupteur

Les principales caractéristiques des commutations commandée et spontanée sont présentées dans le Tableau I-1.

COMMUTATION COMMANDEE COMMUTATION SPONTANEE v i Transistor i v Diode i v O Blocage Amorçage i v O

• Instant de commutation contrôlé par l’intermédiaire de l’électrode de commande.

• Changement d’état au sein du même quadrant.

• Trajectoire de commutation imposée par le circuit extérieur, au sein du même quadrant.

• Pertes par commutation importantes car le point de fonctionnement se déplace dans le quadrant dissipatif, lors d’une commutation.

• Changement d’état imposé par le circuit extérieur.

• Changement d’état accompagné d’un changement de quadrant, avec passage obligatoire par l’origine O.

• Trajectoire lors de la commutation imposée.

• Pertes par commutation faibles, car le point de fonctionnement suit une trajectoire qui reste proche des axes lors du changement d’état.

Tableau I-1 : Caractéristiques des commutations commandée et spontanée

I.2.2. Introduction de la commutation automatique

La commutation automatique va consister à utiliser une fonction de protection comme loi de commutation de l’interrupteur. Par exemple, l'ouverture du composant se comporte comme une disjonction. Elle est introduite naturellement par dépassement de courant ou désaturation spontanée d’un interrupteur de type transistor. Pour la fermeture de l’interrupteur, elle se fait par dépassement et écrêtage de la tension aux bornes. Ces commutations sont maintenant auto-commandées, ou "automatiques" par les fonctions de protection intégrées sans l'usage d'une commande externe. Les seuils de déclenchement sont

naturellement fixés à l’intérieur de l’aire de sécurité du composant.

La Figure I-14 présente la caractéristique d’un composant dont les deux commutations d’amorçage et de blocage sont automatiques. Pour le composant, elles ressemblent à des commutations commandées, qui se produisent automatiquement à un seuil donné fixe.

i

v

Figure I-14 : Commutations automatiques dérivées de commutations commandées

Figure I-15 : Commutations automatiques dérivées de commutations spontanées

Les commutations spontanées en courant ou en tension peuvent elles- mêmes subir le même traitement, i.e. une auto- fermeture à tension positive et une auto-ouverture à courant négatif. La Figure I-15 présente la caractéristique obtenue. Il apparaît deux segments en traits discontinus correspondants à des segments dynamiques qui sont parcourus par le point de fonctionnement lors des commutations. Par contre, il n’existe pas de point de fonctionnement stable sur ces segments, car ces derniers correspondent à des points de fonctionnement imposés par la cellule en court-circuit ou en circuit ouvert. Ce type de commutation automatique peut être assimilé à une commutation spontanée, dont on garde la propriété de changement de quadrant, mais avec un seuil de commutation non nul.

Par conséquent, une commutation automatique peut être vue comme une « fausse » commutation commandée ou une « fausse » commutation spontanée. Il découle qu'une telle commutation peut-être associée indifféremment aux deux autres commutations usuelles (commandée « pure » ou spontanée « pure ») ou entre elles afin de générer de nouveaux interrupteurs. Ces derniers peuvent avoir de deux à quatre segments et des commutations d’amorçage et de blocage de quatre types : commandée, spontanée, automatique dérivée de commandée et automatique dérivée de spontanée. Le nombre de combinaisons devient alors très grand et une centaine d’interrupteurs est envisageable.

I.3. I

NTEGRATION DE LA COMMUTATION AUTOMATIQUE DANS

LA CELLULE DE COMMUTATION

L’interrupteur électronique est rarement utilisé seul, mais souvent associé à d’autres interrupteurs au sein d’une cellule, constituant la brique de base d’un convertisseur statique. La Figure I-16 présente une cellule de commutation. Elle réalise l’interconnexion entre une source de tension instantanée et une source de courant instantanée.

i

E

K1

K2

i

i

v

v

Figure I-16 : La cellule de commutation

Les caractéristiques des interrupteurs associés suivent des règles imposées par la structure même de la cellule de commutation.

I.3.1. Rappel des règles d’association des interrupteurs

dans une cellule de commutation

Premièrement, les deux interrupteurs de la cellule de commutation ne peuvent être ni ouverts ni fermés simultanément sous peine respectivement d’ouvrir la source de courant ou de court-circuiter la source de tension, sauf sur un temps très court, fonction de l’impédance parasite des sources environnantes et du composant. Par conséquent, les interrupteurs sont toujours dans un état complémentaire. De plus, le blocage d’un des interrupteurs est associé à l’amorçage de l’autre interrupteur et vice-versa.

Par ailleurs, la mise en équation de la cellule de commutation donne le système d’équations suivant :    = = + i i -i E V V K2 K1 K2 K1 I-7

Ce système d’équations impose les caractéristiques statiques que les interrupteurs doivent avoir en fonction du signe des sources. Par exemple, si nous considérons que la commutation se produit alors que les deux sources ont des valeurs non nulles, il apparaît qu’un interrupteur va voir sa commutation se dérouler dans un quadrant, tandis que le deuxième va commuter avec changement de quadrant de fonctionnement.

D’autre part, les règles d’interconnexion des sources impliquant un état complémentaire des interrupteurs, lorsqu’un interrupteur se bloque, l’autre s’amorce. Donc, si un interrupteur possède une commutation de blocage commandée, l’autre interrupteur ne peut pas avoir une commande d’amorçage. En effet, cela sous-entendrait que les deux commandes seraient parfaitement synchronisées, ce qui est quasiment impossible physiquement. Il en résulterait une ouverture de la source de courant ou un court-circuit de la source de tension sur un temps court [FOCH 1]. Par conséquent une commande d’amorçage sur un interrupteur n’est associable, par principe, qu’à un blocage spontané sur l’autre interrupteur.

Mais rien n’est précisé sur la causalité. Les deux commutations ne pouvant être simultanées, il y a forcément une commutation qui précède l’autre. Cela revient à déterminer si c’est l’amorçage qui précède le blocage ou l’inverse. Ce sont les caractéristiques du circuit qui le déterminent. De son côté, la commutation commandée est forcément la commutation première lors du changement d’état de la cellule de commutation. De son côté, la transition, associée avec elle- même, peut jouer le rôle de déclencheur de la commutation, par le biais des variations des grandeurs électriques du circuit qui l’entourent. La Figure I-17 résume les différentes combinaisons possibles. Dans un souci de clarté, nous introduisons la causalité et appellerons dorénavant « commutation maître » la première commutation qui se déroule lors d’un changement d’état de la cellule de commutation et « commutation esclave », la deuxième.

Commutation commandée

Commutation spontanée

Figure I-17 : Causalité et combinaison des commutations

I.3.2. Modification des règles d’association des

interrupteurs avec l’introduction de la commutation

automatique

Comme cela a déjà été précisé, la commutation automatique peut être dérivée à partir des commutations commandées et spontanées. A priori, elle peut assumer le rôle de chacune au sein d’une cellule de commutation. Elle peut donc assumer tous les rôles que les autres

commutations assument au sein d’un mécanisme de commutation. En particulier, elle peut prendre le rôle de commutation maître, de commutation esclave et même être associée avec elle- même. Toutes ces combinaisons sont représentées à la Figure I-18. Il apparaît que la commutation automatique permet de multiplier les combinaisons possibles.

Commutation commandée Commutation spontanée Commutation automatique

Figure I-18 : Causalité et combinaisons des commutations avec la commutation automatique

Le mécanisme permettant à la commutation automatique de fonctionner diffère selon que nous avons une commutation maître ou esclave. Les conditions de fonctionnement sont résumées dans le Tableau I-2. Il apparaît que pour qu’une commutation automatique soit maître, il faut qu’une des deux sources le permette, soit naturellement, soit par l’adjonction d’un circuit auxiliaire, afin d’amener le point de fonctionnement de l’interrupteur dans sa zone de commutation automatique. Si nous raisonnons en terme de courant, il faut que la source de courant fasse croître le courant qui traverse l’interrupteur jusqu’à ce qu’il atteigne le seuil de disjonction de cet interrupteur. Nous dénommerons le segment parcouru par le point de fonctionnement, « segment statique », car le circuit extérieur, en particulier les sources, autorise un point de fonctionnement stable tout le long.

Par contre, si la commutation automatique est esclave, elle réagit au changement d’état de l’interrupteur opposé qui va ouvrir la source de courant ou court-circuiter la source de tension. Nous sommes alors en violation directe des règles de la cellule de commutation citées précédemment. Mais ce « viol » se déroule en toute sécurité car c’est lui qui déclenche la commutation automatique du deuxième interrupteur. En effet, dans le cas du court-circuit de la source de tension, il se produit avec un interrupteur muni d’un blocage automatique, soit le comportement d’un disjoncteur, en série. Le point de fonctionnement de l’interrupteur parcourt alors un segment rapidement, fonction de l’impédance de l’ensemble composant-source, où normalement aucun point de fonctionnement stable n’est permis par le circuit extérieur, car cela correspond à une violation des règles de la cellule de commutation. Nous appellerons ces segments, « segments dynamiques ».

Segments statiques et dynamiques ne sont pas forcément distincts. En effet, ils peuvent être confondus et donner un « segment mixte ». Si, par exemple, nous considérons le cas d’une source de courant idéale, la commutation automatique de blocage est de type esclave et

le déplacement du point de fonctionnement imposé par le circuit extérieur ne permet pas de déclencher la disjonction. La fermeture de l’autre interrupteur provoque un court-circuit de la source de tensio n ce qui crée une maille de court-circuit amenant la disjonction de l’interrupteur initialement passant. Deux cas sont envisageables : soit le signe du courant change, créant ainsi un segment dynamique négatif, soit il reste le même, générant un segment de fonctionnement à la fois statique et dynamique, que nous appellerons segment mixte.

Commutation maître Commutation esclave

Amorçage automatique _{tension (condensateur ou circuit} Par croissance de la source de auxiliaire)

Par blocage de l’interrupteur opposé (cellule ouverte entraînant une surtension

produite par la source de courant)

Blocage automatique Par croissance de la source de _{courant (inductance ou circuit} auxiliaire)

Par amorçage de l’interrupteur opposé (la cellule court-circuite la source de tension entraînant un

surcourant)

Tableau I-2 : Mécanismes de commutation automatique

Deux exemples sont présentés à la Figure I-19. Les deux montages utilisent le même interrupteur que nous retrouverons plus en détail ultérieurement, le thyristor-dual disjoncteur. Il est doté d’un amorçage spontané (ou auto-amorçage) et d’un blocage automatique à une valeur fixe différente de zéro. Par contre, la causalité dans le processus de commutation diffère. Dans le premier exemple, nous avons un onduleur à disjonction qui fonctionne selon un mode proche d’une commande en fourchette de courant. La source de courant est impédante et c’est la variation de ce courant qui va déclencher la commutation automatique, qui est donc maître. Par conséquent, l’interrupteur n’a que des segments statiques. Le deuxième montage, le redresseur à disjonction, voit l’amorçage spontané de l’interrupteur initialement bloqué au changement de signe de la source de tension. Cela crée une maille de court-circuit qui déclenche la disjonction de l’interrupteur initialement passant. C’est une commutation automatique esclave. Le point de fonctionnement parcourt rapidement un segment qui peut être dynamique pur ou mixte selon le sens de la source de courant. Les formes d’ondes et les propriétés de ces deux cellules sont abordées plus en avant dans le chapitre II.

Nous pouvons noter que c’est la dualité des sources qui permet de passer d’un montage à l’autre.

Le nombre d’interrupteurs possibles ayant grandement augmenté, cela génère un nombre très grand de cellules de commutation qui ne sont pas toutes viables. Or, il apparaît

que les règles usuellement utilisées pour décrire les cellules de commutation sont modifiées par l’introduction de la commutation automatique. Il faut donc dégager de nouvelles règles de changement d’état des interrupteurs dans une cellule élémentaire. C’est le but de la partie qui vient, qui s’intéresse au cas des cellules deux quadrants, cas qui peut se généraliser par la suite.

Figure I-19 : Cellules deux quadrants avec blocage automatique : a) Onduleur à disjonction

b) Redresseur à disjonction

I.4. S

YNTHESE DES CELLULES A COMMUTATION AUTOMATIQUE

Le nombre de combinaisons envisageables dépassant la centaine, il était quasiment impossible d’en établir une liste exhaustive et encore plus d’essayer d’en tirer des règles simples. Nous nous sommes donc concentrés sur le cas des cellules deux quadrants afin de développer une méthode de synthèse systématique des cellules de commutation. En fait, c’est souvent le cas rencontré dans les chaînes de conversion alternatif-continu et continu-alternatif, ce qui représente un grand nombre d’applications potentielles pour la commutation automatiq ue [ROUX 3].

I.4.1. Synthèse

I.4.1.1. Hypothèses de travail

L’étude se limite au cas des interrupteurs ayant des caractéristiques figées et ayant deux commutations par période. Cette période est forcément égale à la fréquence la plus élevée des sources. Le cas de la modulation de largeur d’impulsions n’est pas considéré ici. En effet, il exige des interrupteurs commandés à l’amorçage et au blocage, et ce quels que soient les signes des deux sources, cas non inclus dans notre étude.

a) b)

off on

off

Par ailleurs, les interrupteurs peuvent être munis de segments additionnels que nous avons précédemment nommés segments dynamiques, car ils peuvent introduire de nouvelles fonctionnalités.

Enfin, nous nous limitons au cas où les deux interrupteurs au sein d’une même cellule élémentaire ont mêmes caractéristiques statiques et dynamiques, ceci afin de limiter le nombre de cas à considérer. De plus, c’est la situation la plus couramment rencontrée, car l’usage d’une source alternative implique une symétrie de fonctionnement, donc des interrupteurs identiques en tout point.

I.4.1.2. Méthodologie de synthèse

L’approche présentée ici est systématique afin de n’oublier aucun cas. Un exemple d’application de cette méthode de synthèse est fourni à l’annexe A.

La méthode se décompose en 7 étapes :

§ Etude de la réversibilité des sources, ce qui permet de définir les segments statiques des interrupteurs, ainsi que les segments dynamiques possibles. Les segments statiques sont définis par les signes des sources, tandis que les segments dynamiques sont imposés par la cellule elle- même lors d’un court-circuit de la source de tension ou une ouverture de la source de courant.

§ Nous choisissons un déphasage entre le courant et la tension, ce qui définit le type de commutation à l’amorçage et au blocage, c’est-à-dire si elle dérive d’une commutation commandée ou spontanée. Cela permet d’identifier le ou les quadrants impliqués dans la commutation.

§ Ecriture de toutes les combinaisons possibles de commutations incluant au moins une commutation automatique à partir de la liste complète donnée dans le Tableau I-3.

§ Suppression des cas ne correspondant pas au déphasage entre le courant et la tension considéré.

§ Etude de la stabilité des commutations automatiques. La règle sera exposée plus en détail plus loin dans ce manuscrit.

§ Vérification de l’intérêt de la cellule générée, à savoir si elle apporte un intérêt ou si elle ne reste qu’un « gadget ».

§ Etude de la protection de la cellule, à savoir si l’introduction de la commutation automatique est suffisante ou non.

Amorçage Blocage Spontané Commandé Automatique (esclave) Commandé Spontané Automatique (maître) Spontané Automatique (esclave) Automatique Automatique

Tableau I-3 : Totalité des combinaisons de commutations envisageables avec leur causalité

I.4.1.3. Résultats de la synthèse

La méthode précédente a été appliquée en considérant deux cas. Le premier cas correspond à une source de tension continue et une source de courant bidirectionnelle, tandis que le second met en jeu une source de tension réversible et une source de courant unidirectionnelle. Pour chaque cas, trois déphasages entre le courant et la tension ont été considérés : soit le courant est en retard, soit il est en avance, soit il est en phase avec la tension. Les cellules issues de la synthèse sont présentées respectivement dans le Tableau I-4 et le Tableau I-5.

Il apparaît 18 cellules qui ne sont pas toutes distinctes. En effet, les deux cellules de la dernière ligne d’un tableau sont les mêmes que celles de la première ligne mais avec le sens de la source unidirectionnelle inversé. Elles correspondent donc au cas de réversibilité de la première ligne.

La causalité des commutations est précisée ainsi que la viabilité et l’utilité de chaque cellule, en se basant sur les critères détaillés ci-après.

Les deux tableaux présentent une certaine similitude. Cela est lié à la dualité des cellules de commutations qui y sont présentées. En effet, l’application des règles de dualité au circuit (sources et topologie) ainsi qu’aux interrupteurs des deux tableaux montre que toutes les cellules sont duales entre elles.

1 2 3 Courant en retard sur la tension

Blocage sous courant positif

Courant en avance sur la tension Blocage sous courant négatif

Courant en phase avec la tension Blocage sous courant nul

1 Dual du 1’.1’ Dual du 1’.2’ 2 Dual du 2’.1’ Dual du 2’.2’ 3 Dual du 3’.1’ Dual du 3’.2’ 4 Dual du 4’.1’ Dual du 4’.2’ Dual du 3’

Tableau I-4 : Résumé des cellules synthétisées avec une source de tension continue et une source de courant bidirectionnelle

off

off i

v Surtension sur l’interrupteur

bloqué

Intéressant si réversibilité en tension

Amorçage automatique « esclave » Blocage commandé « maître » i

v

Stable si la commande intervient bien quand

l’autre interrupteur conduit un courant par

son transistor

on

on

Amorçage commandé « maître » Blocage automatique « esclave »

INSTABILITE par la cellule i v on on

Amorçage commandé « maître » Blocage automatique « esclave »

Ne fonctionne pas en réversibilité donc

INUTILE

i

v Amorçage automatique « esclave » Blocage automatique « maître »

Pas de contrainte en tension

Onduleur à disjonction

i

v Amorçage spontané « esclave » Blocage automatique « maître »

INSTABILITE par la source de tension

i

v Amorçage automatique « maître » Blocage automatique « esclave »

INSTABILITE par la source de tension

i

v Amorçage automatique « maître » Blocage spontané « esclave » Surtension sur l’interrupteur

bloqué Intéressant si réversibilité en tension i v off off

Amorçage automatique « esclave » Blocage commandé « maître »

Surtension sur l’interrupteur bloqué que nous pouvons limiter

Intéressant si réversibilité en tension

i

v

Amorçage automatique « esclave » Blocage spontané « maître »