Mesure de puissance

Dans les nœuds de capteurs autonomes, il y a un fort besoin de mesurer des courants allant du microampère au milliampère et des tensions allant de quelques centaines de millivolts à quelques volts. Deux méthodes sont couramment utilisées : la méthode de mesure directe et la méthode d’approximation utilisant des seuils de détection. Cette mesure de puissance est nécessaire pour pouvoir piloter et ajuster le système de gestion d’énergie efficacement (figure II-12). En effet, une gestion d’énergie efficace nécessite de connaître le niveau de puissance qui transite par le système. Grâce à cela, le système de gestion d’énergie va pouvoir s’adapter et transférer cette énergie de la manière la plus appropriée. Nous allons comparer les différentes méthodes existantes pour déterminer celle qui sera la plus appropriée à notre système.

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Figure II-12 : Contrôle du transfert d’énergie.

2.4.1 Méthodes directes

a) Mesure analogique

La méthode la plus courante est d’utiliser une résistance placée en série avec l’inductance ou un transistor de puissance. La tension aux bornes est utilisée pour déterminer le courant traversant l’élément. L’inconvénient de cette solution est la quantité d’énergie dissipée. Une solution a été proposée par Sun en 2006 [SUN 2006] qui consiste à mesurer le courant moyen traversant une résistance en entrée d’un circuit convertisseur inductif. Cette méthode prend bien en compte les variations des tensions en entrée et en sortie pour déterminer le courant moyen à l’aide d’un circuit de compensation, mais celui-ci génère l’essentiel des pertes.

Une autre méthode couramment utilisée consiste à utiliser un intégrateur pour déterminer le courant à partir de la tension de l’inductance. Cette méthode complexifie la conception. De plus, la précision de la mesure dépend de différents facteurs comme la tolérance lors de la fabrication de l’inductance ou encore la température.

Une troisième voie consiste à utiliser, comme Smith en 2000 [SMI 2000], la résistance en conduction du MOSFET au lieu de rajouter une résistance. Mais cette résistance de conduction varie avec la température. Si la résistance équivalente du transistor en conduction

Ron est trop grande, le système va dissiper beaucoup d’énergie, réduisant significativement le

rendement global du convertisseur. Dans les applications très faibles puissances, les Ron sont

faibles et la tension doit être amplifiée par un circuit d’amplification qui augmente la consommation de manière importante. Ces méthodes sont surtout utilisées pour des courants minimum de charge de l’ordre de 300 mA.

Une méthode plus simple a été proposée par Lee en 2002 [LEE 2002]. Le circuit de la figure II-13 mesure une partie du courant traversant l’inductance à l’aide de miroirs de courant et d’un amplificateur opérationnel. Ce circuit est très précis. Par contre, à cause de la chute de tension au travers des transistors M5 et MR il ne peut pas être utilisé pour des applications à faibles tensions.

Sources (Vin, Iin) Convertisseur ou régulateur Charges (Vout, Iout) Analyse & Contrôle du transfert mesure mesure

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Figure II-13 : Mesure analogique du courant pour un convertisseur de type buck [Lee 2002].

Dans le cas d’une faible tension d’alimentation (par exemple en dessous de 1.2 V), cette méthode ne sera alors plus suffisante pour maintenir les transistors dans un état saturé. Une autre solution a été proposée par Leung [LEU 2004]. Le circuit (figure II-14) est également amélioré grâce à l’utilisation d’un transistor PMOS. La tension d’alimentation peut alors être réduite et le circuit est fonctionnel sous 1.2 V.

Figure II-14 : Mesure améliorée du courant pour un convertisseur de type buck [LEU 2004].

Ce circuit de mesure de courant fonctionne à 500 kHz. La précision de la mesure est proche de 94%, tandis que le système fonctionne avec un rendement global de 89% pour un courant de charge de 20 mA.

b) Mesure mixte

D’une façon générale, la mesure mixte s’effectue par l’insertion dans l’architecture de convertisseurs analogique/numérique qui vont échantillonner la valeur du courant ou de la tension. La précision de la mesure dépend de la résolution du convertisseur de n bits.

Mattavelli a proposé une architecture de contrôle numérique basée sur l’utilisation de la valeur du courant de la bobine (figure II-15). Le courant est déterminé par les mesures des tensions Ve et VS obtenues par l’intermédiaire de convertisseurs analogique/numérique (CAN)

notés AD [MAT 2004]. PMOS

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Figure II-15 : Contrôle numérique d’un convertisseur de type boost [MAT 2004].

Les CANs utilisés sont des convertisseurs rapides qui garantissent un temps de conversion inférieur à la micro seconde. Cette méthode utilise une mesure de la tension de sortie qui est traitée par un FPGA (EP1C6 de Altera) pour obtenir la valeur du courant passant dans l’inductance. Cette technique n’est pas adaptée aux très faibles puissances.

Trescases [TRE 2006] a proposé en 2006 une approche mixte analogique/numérique (figure II-16).

Figure II-16 : Mesure mixte sur un convertisseur de type buck [TRE 2006].

La tension de sortie est échantillonnée et soustraite à la référence numérique, générant un signal d’erreur. Un convertisseur numérique/analogique (CNA) convertit le courant provenant du compensateur en une tension qui va être comparée au courant traversant l’un des transistors de puissance.

La consommation des blocs de conversion analogique/numérique mis en œuvre ne permet pas de répondre aux applications très faible puissance.

2.4.2 Méthodes par détection de seuils

La détection de seuils peut se faire à l’aide de l’implémentation d’un trigger de Schmitt (figure II-17). Le système fait commuter le transistor T, qui joue le rôle

66 tension inférieure à V2 (avec V2<V1).

Figure II-17 : Détection de seuils avec un trigger de Schmidt.

Kocer [KOC 2006] a développé un sélectionneur de mode d’utilisation à partir d’une mesure de tension. Le sélectionneur décide de mettre le système en veille, en mode recharge ou en mode actif. En mode veille, le système attend que la capacité se charge et dissipe un très faible courant.

Figure II-18 : Architecture faible puissance avec deux échelles de résistances [KOC 2006].

Avec un très faible courant consommé (<1 µA), le système mesure la tension, stocke de l’énergie dans une capacité et crée un signal qui active les charges principales du système qui sont composées d’un capteur de température et d’un amplificateur de puissance pour la transmission des données. Le circuit est basé sur un comparateur à hystérésis formé par les transistors M1 à M7 et deux échelles de transistors (Echelle A et Echelle B) qui génèrent les tensions de comparaison (figure II-18). Le système est activé par le transistor M6, dès que la tension de la capacité dépasse 2.5 V, et est éteint dès que la tension passe sous 1.5 V.

De grandes valeurs de résistance sont utilisées pour diminuer la dissipation statique d’énergie. Les transistors n-well utilisés permettent d’atteindre ces grandes valeurs de résistances sur puce tout en restant compacts. Deux diodes à tension de seuil élevée sont utilisées pour descendre les échelles de transistors sous des tensions inférieures à 1.5 V pour réduire encore d’avantage les dissipations d’énergie.

La figure II-19 présente un autre trigger de Schmitt faible puissance qui, comme le circuit précédent, commande un transistor jouant le rôle d’interrupteur. La modification réside

V1 V2 Vref Valim Vcharge T

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dans la réduction du nombre de transistors utilisés grâce à la suppression de l’étage d’allumage et par la simplification de l’architecture du trigger de Schmitt [LINK 2006].

Figure II-19 : Schéma pour l’implémentation d’un seuil de réveil [LINK 2006].

Grâce à ces simplifications de l’architecture du trigger de Schmidt, il est possible de réduire la consommation du bloc à moins de 1 µ W. Ce système est utilisé par [LINK 2006] pour activer un circuit de récupération d’énergie récupérant 30 µW.

Cette architecture permet de réveiller un système avec une très faible consommation tant en matière d’énergie que de surface de circuit.

Nous avons vu qu’il existe des méthodes directes et des méthodes de détection de seuils. Chaque méthode correspond à des besoins différents. Ainsi, pour les méthodes directes, on cherche avant tout à utiliser la valeur mesurée pour asservir le système et contrôler ses performances, alors que pour les méthodes à détection de seuil on cherche à connaître l’état de fonctionnement du système. Cette dernière approche est intéressante pour effectuer des mesures asynchrones afin de contrôler le système global et faire remonter des informations sur son état énergétique.