Expressions du couple électromagnétique instantané

Chapitre 1 Modélisation du moteur asynchrone triphasé

1.10 Expressions du couple électromagnétique instantané

Une expression du couple électromagnétique exprimé à partir des différentes grandeurs exprimées dans le repère (α,β) peut être donnée par :

(

Φα β−Φβ α

)

Dans le repère (d,q), l'expression devient :

(

^rd ^sq ^rq ^sd

)

Si nous choisissons le référentiel tournant (T) tel que soit calé sur l'axe (d), nous avons Φ et Φ . Par la suite, nous utiliserons la notation suivante :

) Le couple électromagnétique est alors égal à :

L'équation mécanique du moteur s'écrit :

dt e

J dΩ=Γ −Γ

où Γr représente le couple résistant, incluant frottements et couple de charge.

Chapitre 2

Commande vectorielle à flux rotorique orienté

2.1 Expression générale de la commande

La commande vectorielle à flux rotorique orienté que nous mettons en œuvre est basée sur une orientation du repère tournant (T) d'axes (d,q) tels que l'axe d soit confondu avec la direction de Φr.

Ces expressions peuvent être exploitées telles quelles pour réaliser la commande vectorielle à flux orienté des machines asynchrones alimentées en tension mais vsd et vsq influent à la fois sur isd et isq donc sur le flux et le couple (Figure 2.1). Il est donc nécessaire de réaliser un découplage [2].

isd

isq

vsd→ isd

vsd→ isq

vsq→ isd

vsq→ isq

isd→ flux

isq→ couple f

f f

f couplages

vsd flux

vsq couple

Figure 2.1 Description des couplages

2.2 Découplage entrée-sortie

L'objectif est, dans la mesure du possible, de limiter l'effet d'une entrée à une seule sortie.

Nous pourrons alors modéliser le processus sous la forme d'un ensemble de systèmes monovariables évoluant en parallèle. Les commandes sont alors non interactives.

Différentes techniques existent : découplage utilisant un régulateur [5], découplage par retour d'état, découplage par compensation. Nous présentons ces deux derniers types de découplage.

2.2.1 Découplage par retour d'état

Principe [3], [5]

Soit le modèle :

BU AX

X^o = + (2.2)

Y = (2.3)

où , les matrices B et C sont de rang maximum et la sortie Y est commandable, ce qui s'exprime par la relation :

m m

n Y U

X∈ℜ , ∈ℜ , ∈ℜ

m B CA CAB CB

rang[ , ,..., ⁿ⁻¹ ]= (2.4)

L'objectif est de déterminer un retour d'état :

, LW KX

U = +

W désignant le nouveau vecteur d'entrée (Figure 2.2), qui découple le système de façon à ce que la sortie Yi ne dépende que de l'entrée Wi.

K A B C

W L Uref U X Y

processus

Figure 2.2 Principe du découplage par retour d'état

L'équation du système corrigé s'écrit :

(

^A ^BK

) (

^X ^BL ^W Y

X^o = + +

)

=CX et la matrice de transfert entre l'entrée W et la sortie Y :

avec Y

[ ]

(

^s^I ^A ^BK

)

^BL

T = −( + ) ⁻¹ =T(s).W

Il faut déterminer K et L telles que cette matrice de transfert soit diagonale. La résolution de ce problème n'est pas simple.

Résolution

Notons Ci la i-ème ligne de la matrice C. La commandabilité de la sortie scalaire yi s'exprime sous la forme :

] ,...,

[CB CAB CA ⁻¹B =

rang _i _i _i ⁿ

La sortie Y du système étant commandable, il en est de même de yi, c'est à dire que si la condition (2.4) est vérifiée, alors, pour tout i dans {1,…,m}, il existe nécessairement un

tel que :

{

⁰^,¹^,..., ⁻¹

}

∈ n

d_i

, ,

0 ∀α∈ α< =

≠ N d C A^αB B

C_i ^dⁱ _i _i

Par dérivations successives des relations (2.2) et (2.3), nous obtenons pour la i-ème sortie :

 En écrivant cette relation pour chacune des sorties, nous obtenons :

BLW

que nous pouvons mettre sous la forme :

Si la nouvelle matrice d'application des entrées B^* est inversible, le choix :

* et Application

Reprenons l'équation d'état (1.16) avec un vecteur X de dimension 3, puisque et .

Le vecteur de sortie est donné par :

La matrice d'observation s'écrit alors C .

Les matrices de gain K et L assurant le découplage sont donc les suivantes :



et L=_^ _^

Nous obtenons le système découplé suivant :

2.2.2 Découplage par compensation

Définissons deux nouvelles variables de commande vsd1 et vsq1 [8], [10] telles que :

sd et

Figure 2.3 Reconstitution des tensions vsd et vsq

Nous définissons ainsi un nouveau système (Figure 2.4) pour lequel :

Les actions sur les axes d et q sont donc découplées.

vsd1

En faisant apparaître de manière explicite flux (2.1) et couple (1.18), nous obtenons :

vsd1

2.2.3 Problèmes posés par le découplage

Nous pouvons montrer que, dans les deux types de découplage proposés, un risque d'instabilité existe si les paramètres du modèle évoluent et pose donc un problème de robustesse de la commande.

Dans le cas du découplage par compensation, si celle-ci est correcte, toute action sur l'une des entrées ne provoque aucune variation de l'autre sortie. En revanche, une mauvaise compensation pourrait provoquer une évolution de cette dernière dans un sens tel qu'il y aurait renforcement de

l'action, et donc divergence du système. Une solution consiste, par exemple, à fixer a priori, un gain plus faible dans les fonctions de transfert compensatrices. C'est la technique que nous utiliserons pour l'implantation réelle de la commande.

En pratique, les paramètres Rs, Rr évoluent avec la température.

2.3 Commande vectorielle à flux orienté

2.3.1 Schéma de principe

A partir du modèle du moteur élaboré au chapitre 1 et des équations de découplage données au paragraphe 2.2, nous pouvons élaborer un schéma de principe de la commande vectorielle à flux rotorique orienté sur l'axe d (Figure 2.6).

La position θs de l'axe d par rapport au stator est obtenue par intégration de la pulsation statorique ωs.

Découplage

Transformation (a,b,c) → (α,β) ⁱ^sabc Transformation

(α,β) → (d,q) Calcul

θs,ωs

Calcul Φr

isd

isq sd ref

v ₁

sqref

v ₁

Transformation (d,q) ^→ (α,β)

isd i_sq

rref

ωs

θs

is α

Φˆr

s ref

v_β

s ref

v_α

Transformation (α,β) ^→ (a,b,c) ^v^sabc^ref

sqref

ωs sdref

Figure 2.6 Schéma de principe d'une commande vectorielle

2.3.2 Calcul de

Φr

Les grandeurs d'état ou de sorties utilisées pour l'élaboration de la commande sont souvent difficilement accessibles pour des raisons techniques (c'est le cas du flux) ou pour des problèmes de coût.

Le flux peut être reconstitué par :

– des estimateurs utilisés en boucle ouverte,

– des observateurs corrigeant en boucle fermée les variables estimées.

Les estimateurs reposent sur l'utilisation d'une représentation de la machine sous forme d'équation de Park définie en régime permanent (estimateur statique) ou transitoire (estimateur dynamique). Ils sont obtenus par une résolution directe des équations associées à ce modèle.

L'intérêt d'une telle approche conduit à la mise en œuvre d'algorithmes simples et donc rapides. Toutefois, ils sont peu robustes aux variations paramétriques (résistance rotorique et statorique, mutuelle, etc.).

Le système d'équations (2.1) permet d'estimer le flux Φˆ_r :

La pulsation statorique s'écrit, d'après (2.1) :

L'équation n'est pas exploitable telle quelle puisque Φˆ_rest nul au démarrage du moteur.

Nous utiliserons, pour l'implantation, l'équation suivante : ε De même, l'expression exploitable est la suivante :

[ ]

^π

2.3.4 Schéma complet de la commande vectorielle directe à flux rotorique orienté

Le schéma que nous proposons (Figure 2.7) est une commande vectorielle de type direct : le flux rotorique est asservi à une consigne de flux [2]. Une commande indirecte ne comporterait pas de régulateur de flux.

Nous utilisons les estimateurs de flux et de pulsation statorique déterminés précédemment.

Les grandeurs mesurées dont nous avons besoin sont les suivantes :

– vitesse donnée par le codeur incrémental monté directement sur l'axe du moteur, Ω – courants isa, isb, donnés par des sondes à effet Hall.

Valim

MLI

transformation (d,q)→ (a,b,c)

découplage

transformation (a,b,c) → (d,q)

MAS

estimateurs

régulateur

flux régulateur couple

régulateur vitesse

rref

Φˆ Φˆr

sq ref

v ₁

sd ref

v ₁

sqref ref v

vsd

ωs rref

θs

ωs

Γe

isq

isd

isb

Ω

θs

Φˆ r

isa

sbref

v vscref

saref

θs

Ωref

Figure 2.7 Commande vectorielle directe de flux d'une machine alimentée en tension

2.3.5 Calcul des régulateurs

2.3.5.1 Régulateur de flux

Le découplage proposé Figure 2.5 permet d'écrire :

1 1

Nous souhaitons obtenir en boucle fermée une réponse de type 2^nd ordre.

Soit un régulateur proportionnel-intégral classique de type : s

K K s

PI( )= _p+ ⁱ

Nous pouvons représenter le système en boucle ouverte par la Figure 2.8.

vsd1

Figure 2.8 Schéma en boucle ouverte

Compensons le pôle le plus lent par le numérateur de la fonction de transfert de notre régulateur, soit _



En boucle ouverte, la fonction de transfert s'écrit maintenant : )

L'équation caractéristique du système en boucle fermée est la suivante :

que nous cherchons à identifier à la forme canonique du 2^nd ordre.

Nous avons donc à résoudre le système suivant :

2.3.5.2 Régulateur de couple

De même, les équations de découplage proposées Figure 2.5 permettent d'exprimer Γ_e :

2 1

Les paramètres du régulateur seront donc dépendants de la consigne de flux Φ_r_ref . L'utilisation d'un régulateur proportionnel-intégral donne le schéma en boucle ouverte suivant (Figure 2.9) :

vsq1

Figure 2.9 Schéma en boucle ouverte

Compensons le pôle s+γ par

La fonction de transfert en boucle ouverte s'écrit maintenant : s

K s K

BO( )= ^p² ²

En boucle fermée, nous obtenons une réponse de type 1^er ordre de constante de temps

Et, d'après l'équation (2.10), :

2 p

i K

K =γ

2.3.5.3 Régulateur de vitesse

La chaîne de régulation de vitesse peut être représentée par le schéma fonctionnel suivant (Figure 2.10) :

J : moment d'inertie ramené sur l'axe moteur

f : frottements visqueux Figure 2.10 Schéma fonctionnel de la régulation de vitesse

Nous avons :

Dans le cas de l'utilisation d'un régulateur PI classique, Ωs'écrit alors :

(

ref

)

soit _r

Cette fonction de transfert possède une dynamique du 2^nd ordre.

En identifiant le dénominateur à la forme canonique

système d'équations suivant :

 temps de réponse en vitesse du système (Tableau 2.1).

ζ ωntrep(5%)

Les paramètres du régulateur PI sont alors les suivants :

2.3.5.4 Application numérique

Les paramètres du moteur donnés Tableau 3.1 permettent de calculer les valeurs des différents coefficients (Tableau 2.2).

L'application numérique montre que la valeur du coefficient de frottement visqueux f est négligeable devant celle de

5 , 9 trep

J .

Il conviendra de s'assurer, lors des essais en simulation, que nous ne saturons pas la commande, c'est à dire que la norme de la tension statorique V n'atteigne pas la valeur limite admissible (380 V).

sdqref

Régulateur de flux

ζ1 0,4 0,5 0,6 0,7 Kp1 691 442 307 225 Ki1 3036 1923 1350 991 γ 171,6

σ 0,062 Tr(ms) 0,227

Régulateur de couple

rref

Φ ^(Wb) 0,85

trep2(ms) 50 40 30 Kp2 0,21 0,26 0,35 Ki2 36,3 45,4 60,6

Régulateur de vitesse

ζ3 1

trep3(ms) 500 400 300

Kp3 4,18 5,2 7

Ki3 19,8 31 55,1

Tableau 2.2 Paramètres des régulateurs

Chapitre 3

Plate-forme expérimentale

Le Laboratoire d'automatique de Grenoble dispose depuis 1994 d'un banc d'essais "Machine asynchrone" destiné à valider des algorithmes de commande dédiés.

Leur implantation nécessite un environnement susceptible de permettre une mise en œuvre rapide et d'offrir une modularité importante.

La solution retenue passe par l'utilisation d'un processeur de signal (le DSP TMS320C30 de TEXAS INSTRUMENTS) dont les programmes temps réel sont générés par le logiciel MATLAB et complété par des outils de compilation spécifiques au DSP (RTW, Real Time Workshop), et par des modules de pilotage de l'application, COCKPIT et TRACE.

La représentation synoptique de la plate-forme est donné Figure 3.1 :

DSP TMS320C30

Carte PWM Alcatel Génération de

largeur d'impulsion _________

Génération de consigne (charge)

Acquisition de données

Protections et gestion des défauts

MACHINE A COURANT CONTINU

P=7kW

MOTEUR ASYNCHRONE P=7.5k

Ωnom=1500 tr/mn Cnom=50N.m Interface

et Isolement.

Filtres Antirepliement

Convertisseur à circulation de courant

Ud Ta+

Ta- Tb- Tc- Tb+ Tc+

Va Vc Vb Ia Ic Ib Da+ Db+ Dc+

Da- Db- Dc-

Onduleur triphasé F=1kHZ PC 486

Matlab Simulink

couplemètre

Figure 3.1 Représentation synoptique de la plate-forme expérimentale du L.A.G..

Nous détaillerons dans ce chapitre la commande la structure électromécanique du banc, les organes de commande de la machine asynchrone et l'environnement de mesures. Les éléments de contrôle de la machine à courant continu sont détaillés en Annexe A.

3.1 Structure électromécanique

3.1.1 Description

La structure électromécanique est constituée par :

• Une machine asynchrone triphasée à cage d'écureuil d'une puissance de 7,5 kW. Cette puissance a été choisie pour sa capacité à simuler des moteurs de taille plus importante (de l'ordre de 50 kW).

• Une machine à courant continu ventilée d'une puissance de 7,5 kW servant de charge variable associée à une dynamo tachymétrique pour l'asservissement local de vitesse.

• Un codeur optique incrémental pour la mesure de vitesse de l'axe.

• Un couplemètre à grande bande passante intercalé entre les deux machines ; il est relié aux moteurs par deux accouplements rigides en torsion et souples en flexion de manière à rattraper les défauts d'alignement.

Accouplements

Couplemètre

Moteur asynchrone Moteur à

courant continu Codeur

optique D.T.

Socle IPN rigide

Figure 3.2 Structure électromécanique de la plate-forme

3.1.2 Principaux paramètres

Le Tableau 3.1 donne les principaux paramètres du moteur asynchrone.

Puissance nominale P 7,5 kW Vitesse nominale Ωn 1450 tr/min

Couple nominal Γn 50 N.m

Courant nominal In 16 A

Résistance statorique Rs 0,63 Ω Résistance rotorique Rr 0,4 Ω Inductance mutuelle Lm 0,091 H Inductance statorique Ls 0,097 H Inductance rotorique Lr 0,091 H

Inertie J 0,22 kg.m²

Frottement visqueux f 0,001 N.s/rad

Paire de pôles p 2

Vitesse maximale Ω 200 tr/min Tension maximale

(norme en repère V

smax

380 V Courant maximal

(norme en repère Is max

35 A

Flux maximal

(norme en repère Φ

r max

1 Wb Couple de charge

i l

Γ 45 N.m

Tableau 3.1 Paramètres du moteur et valeurs maximales admissibles

3.2 Commande de la machine asynchrone

3.2.1 L'onduleur de puissance J

35 (Jeumont-Schneider)

Cet onduleur triphasé de technologie bipolaire (Figure 3.3) [Annexe A], conçu à l'origine pour fonctionner de manière autonome en U/f, n'était pas utilisable pour le test de lois de commande avancées : il ne pouvait recevoir d'ordres en provenance d'un logiciel de contrôle.

2 Ud

0 Valim

Ta T_b

Ta T_b T_c

Figure 3.3 Onduleur triphasé

Le variateur a donc été modifié afin de recevoir des consignes en provenance d'un processeur de signal.

3.2.2 Pilotage de l'onduleur par la carte Alcatel P

3.2.2.1 Modulation de largeur d'impulsion

La modulation de largeur d'impulsions est une technique de découpage de tension ou de courant permettant de générer des formes quasi sinusoïdales. L'objectif principal de cette technique est de régler l'amplitude et la fréquence du terme fondamental et de rejeter les harmoniques indésirables générées par une ondulation "pleine onde" vers les fréquences élevées, leurs amplitudes devenant alors négligeables.

On démontre que plus le nombre d'angles de découpage est important, plus on annule d'harmoniques. Ainsi, pour trois angles calculés, la modulation est déjà performante et il est possible de supprimer les harmoniques de rangs 3 et 5 et régler la valeur efficace du fondamental.

3.2.2.2 Génération de référence

Chaque bras du pont (Figure 3.3) est chargé de générer par modulation de largeur d'impulsion un signal dont le fondamental est le signal de référence.

Il existe différents types de modulation :

• M^LI naturelle ou intersective : le calcul des instants de commutation se fait par intersection du signal de référence avec un signal triangulaire.

• MLI avec contrôle d'amplitude : l'amplitude crête est constante et pour la valeur efficace du fondamental, on agit sur la largeur des impulsions. Pour maintenir U/f=Cte, il faut modifier la valeur des angles d'amorçage de la MLI pour chaque valeur de vitesse. Ceux-ci sont donc précalculés et stockés dans une mémoire.

• M^LI vectorielle : les instants de commutation sont calculés en ligne.

Cette technique est utilisée par la carte PWM Alcatel ALCT01 (Figure 3.1), développée spécialement par la société dSPACE pour le compte d'Alcatel Alsthom Recherche et implantée sur la plate-forme du L.A.G.

Il s'agit d'une carte client compatible PHS-Bus, le bus propriétaire des équipements dSPACE. Les principales caractéristiques de cette carte sont les suivantes :

• six générateurs M^LI indépendants,

• impulsions symétriques pour sortie triphasée sinusoïdale,

• tension, fréquence, déphasage programmables,

• fréquence de découpage 20 kHz,

• temps morts, retards à la mise en et hors circuit programmable,

• transformation automatique du repère cartésien en repère polaire,

• fonctionnement synchrone ou asynchrone sur toutes les voies.

Les générateurs MLI sont basés sur un circuit spécialisé, le PBM 1/89, de la société Hanning [24]. Chaque circuit fournit trois voies MLI déphasées de 120° (Figure 3.4), à raison de deux signaux (On et Un) par voie.

Une étude détaillée de la modulation du PBM 1/89 a été réalisée [6]. Elle conclut à une modélisation de type modulation sinusoïdale simple avec un harmonique de rang 3.

Les sorties On pilotent les branches supérieures du pont de puissance de l'onduleur et les sorties Un sont conçues pour piloter les branches inférieures.

Figure 3.4 Modulation PBM 1/89

3.2.2.3 Gestion des impulsions

Le PBM 1/89 prévoit le paramétrage des durées minimales de conduction et de temps de garde. Néanmoins, cette mise en œuvre n'est pas apparue suffisamment fiable pour permettre d'envoyer directement ces impulsions sur les transistors. Les signaux Un ne sont donc pas utilisés.

Une interface de protection a été réalisée (Figure 3.5). En pratique, les trois signaux O1, O2, O3 de commande sont calibrés pour que les impulsions présentent une durée minimale (400 µs, signaux S11, S12, S13) [14]. Toutefois, ces durées ne sont pas appliquées en raison de la technologie bipolaire de l'onduleur. Ce paramètre prendrait toute son importance avec des transistors de type MOS.

Ta,b,c

Ordres de marche Défauts variateur

T'3

T'2

T'1

S13

S12

S11

Déblocage impulsions Gestion

marche/arrêt et défauts

Buffer Application

des temps de garde ALCT 01

Signaux PBM 1/89

Durée minimale d'impulsions

Figure 3.5 Interface commande - puissance

L'application des temps de garde consiste à partir du signal S11 à générer un signal S11r retardé de la valeur du temps mort (25 µs). Les signaux de commande T1 et T'1 du transistor Ta et de son complémentaire sont alors obtenus par les opérations logiques suivantes :

) . ( ₁₁ ₁₁

11final S S r

S =

) ( ₁₁ ₁₁

21final S S r

S = +

La Figure 3.6 donne une représentation de cette équation.

Les signaux prêts à être appliqués aux transistors sont alors stockés dans un buffer. Une logique de contrôle veille au blocage des impulsions pendant la séquence de démarrage et interrompt la commande en cas de défaut sur le banc d'essai.

TMLI

T'1= S11.S11r

T1= S11.S11r

temps Temps

morts S11r

S11

Figure 3.6 Génération des temps morts

3.2.2.4 Problèmes liés à la modulation de largeur d'impulsion

Si l'on considère le fonctionnement logiciel et matériel de l'ensemble carte DSP DS1002 - carte Alcatel (Figure 3.7), on constate que :

• L'algorithme de commande est séquencé par une horloge (timer1) qui envoie des interruptions au processeur.

La fonction appelée isr_t1 assure la mise à jour du modèle du contrôleur et le calcul des sorties.

• La carte de génération de la MLI appelle le processeur de manière périodique (intc04) mais indépendante de isr_t1.

isr_t1 Horloge commande

Timer1 PBM 1/89 int_c04

TMS320C30

DS1002 ALCT01

Horloge PWM

COCKPIT

TRACE

PC O1

Figure 3.7 Contrôle des interruptions – Cartes ALCT01 et DS1002

La génération de MLI fonctionne donc de manière asynchrone par rapport à l'algorithme de commande. Les conséquences sont les suivantes :

• un déphasage supplémentaire dû au blocage par la M^LI venant s'ajouter au bloqueur d'ordre 0 en sortie de régulateur numérique,

• une différence de période des deux bloqueurs dans la mesure où les horloges de référence sont générées à partir de deux quartz différents.

Des relevés ont été effectués [6] qui mettent en évidence les harmoniques perturbateurs, essentiellement de rang 2, générés par ce type de fonctionnement, en particulier sur les courants de phase.

Ce fonctionnement entraîne de plus des retards qui sont préjudiciables à la robustesse de l'algorithme, ainsi qu'un aléa quant à la valeur de ce retard.

Un solution logicielle a été élaborée pour résoudre ce problème d'asynchronisme : utiliser l'interruption int_c04 pour contrôler l'algorithme de commande [14]. Elle est schématisée par la Figure 3.8.

• L'interruption PBM 1/89 (int_c04) est appelée toutes les 500 µs.

• Une fois sur deux, le timer 1 est réarmé pour lancer isr_t1 une milliseconde plus tard, ce qui synchronise les deux algorithmes.

Décomptage timer1

T_r T calcul DSP

∆1 ∆1

T_MLI T_MLI

T_MLI

∆1

Int_c04

Isr_t1

TMLI : Période de calcul de la MLI

Tr : Retard dû au temps de calcul et de transfert vers la MLI

∆1 : Intervalle de temps entre la fin du calcul et la prise en compte de la donnée par la MLI

Figure 3.8 Synchronisation des algorithmes MLI – Commmande

3.2.2.5 Adaptation de la carte Alcatel

La fréquence de MLI utilisée actuellement (1 kHz) limite le temps d'exécution total du programme implanté sur le DSP à environ 800 µs. Certaines commandes, gourmandes en temps de calcul (notamment le DTC), nécessitent une période de MLI plus faible.

Nous avons donc modifié la carte Alcatel ALCT 01 en ajoutant un diviseur de fréquence à l'horloge de base distribuée aux circuits PBM 1/89 par l'intermédiaire des drivers de ligne 74BCT2245 [22].

Le schéma fonctionnel de la carte d'adaptation est proposé Figure 3.9.

Quatre diviseurs sont disponibles : 1, 2, 4 et 8. La sélection peut être effectuée directement sur la carte par straps ou par deux inverseurs situés sur la face arrière du boîtier PX20.

Pour une fréquence de MLI fixée à 500 Hz, les inverseurs A et B doivent être en position "L"

(diviseur par 2).

L'utilisation d'un multiplexeur évite le passage des signaux d'horloge par des circuits de commutation mécaniques et limite ainsi la sensibilité de l'ensemble aux parasites.

Le schéma électronique complet est fourni en Annexe C.

Driver

Vers PBM1/89

A₀

Sélection diviseur

Y Horloge

ALCT01 20 MHz

E₃ E₁ E0

Multiplexeur E4

Diviseur /8 /4 /2

Figure 3.9 Adaptation horloge carte ALCT 01

3.3 Environnement de mesures

3.3.1 Instrumentation du banc

La commande des moteurs asynchrones nécessite généralement la mesure :

• des courants statoriques (deux des trois phases étant instrumentées, la troisième obtenue par soustraction),

• de la vitesse (la suppression de ce capteur motive d'ailleurs de nombreuses recherches).

Le banc d'essai a néanmoins été instrumenté avec d'autres capteurs qui permettent une meilleure évaluation du comportement du procédé (Figure 3.10) :

• capteurs de tensions (tensions stator, Ur tension redressée onduleur, Ua tension d'induit MCC),

• capteurs de courant Ia, courant d'induit MCC et Ir courant redressé onduleur,

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