Les effets de couplage

Soit un système de deux lignes d’interconnexion : une ligne d’interconnexion dite active à travers laquelle le signal se propage et une ligne victime à un potentiel donné c'est-à-dire à un niveau logique donné. L’impédance d’un conducteur (donc d’une ligne) étant non nulle, la propagation d’un courant à travers ce conducteur a pour effet de provoquer une chute de potentiel entre ses extrémités, générant alors un champ électrique et un champ magnétique. Dans le cas où l’espacement entre les deux conducteurs est assez grand donc si la ligne victime n’est pas soumise à l’influence des champs, elle se charge et se décharge à sa vitesse maximum. Ainsi, le potentiel en entrée de ligne est toujours stable en sortie. En revanche, dès lors que les deux lignes sont proches voisines, la ligne victime alors soumise aux champs entourant la ligne active collecte un courant perturbateur. Ce courant se propage alors à

travers la ligne victime résultant dans l’apparition à sa sortie d’une tension de bruit parasite (Figure I-10). On parle alors de phénomène de diaphonie sur la ligne.

Tant que les fréquences d’horloge n’atteignent pas le domaine des hyperfréquences, les principaux effets de couplage sont de nature électriques/capacitifs. Pour une ligne d’un niveau de métal donné n, ces couplages électriques se manifestent à la fois entre la ligne et les niveaux de métallisation supérieur n+1 et inférieur n-1 (les niveaux étant « vus » par la ligne comme des plans de masse, on parle alors de couplage électrique à la masse) et avec des lignes qui lui sont proche voisines dans ce même niveau de métal (couplage inter-ligne). Enfin, pour le niveau local uniquement, un troisième type de couplage électrique existe entre la ligne et le substrat. Dans le cadre de cette thèse, seules les lignes des niveaux intermédiaires et globaux sont étudiées. De ce fait, ce manuscrit ne traitera pas par la suite de ce dernier type de couplage.

Figure I-10 : Système de deux lignes d’interconnexion pour lequel une ligne est active et l’autre à un potentiel fixe et pour laquelle une tension parasite est observable en sortie.

Avec l’augmentation de la densité d’intégration, du nombre de niveaux de métal et de la mise à l’échelle des lignes d’interconnexion (diminution des géométries, diminution des espacements entre lignes, augmentation de la longueur), les couplages électriques ne cessent d’augmenter se traduisant par des délais de propagation et des tensions de bruit d’amplitude plus importants. Il en va de même pour la résistivité des lignes toujours plus forte. A l’heure actuelle, les couplages électriques sont bien connus des designers que ce soit pour leur modélisation et leur quantification. De nombreuses solutions technologiques ont été proposées dans la littérature afin de réduire ou supprimer l’impact des effets capacitifs sur les lignes. Une des solutions a notamment consisté à remplacer l’aluminium, dont été faites jusqu’à présent les lignes par du cuivre ; ce dernier étant de bien meilleure conductivité pour des pertes résistives plus faible. En revanche, sous l’effet du champ électrique, le cuivre a tendance à se diffuser dans le diélectrique impliquant d’entourer ce dernier d’une barrière

métallique (Figure I-6). De même, des plots de tungstène sont utilisés pour les contacts entre le substrat et les lignes de cuivre du premier niveau de métal ; le cuivre se diffusant aussi rapidement dans le silicium. Enfin, afin de réduire la résistivité des lignes, les interconnexions sont placées au sein de substrats « low k » et de diélectriques (séparant les niveaux de métallisation) de permittivité relative toujours plus faible [BUC02].

Avec des fréquences d’horloge qui sont désormais de l’ordre du GHz, les couplages électromagnétiques/inductifs doivent maintenant être pris en compte. Tout comme les couplages électriques, les couplages magnétiques augmentent avec l’évolution technologique. Les solutions qui avaient été proposées afin de minimiser ou éliminer les couplages électriques ne sont désormais moins efficaces quand on en vient à considérer les effets inductifs (c.f sous-partie I.6.1). Par ailleurs, l’impact résistif est bien plus important avec l’utilisation du cuivre ou de tous autres matériaux diminuant la résistivité des lignes. En revanche, les effets inductifs sont négligeables dans le cas des interconnexions du niveau local (métal M1) du fait de leur géométrie et de leur faible longueur (en dessous du micro). A noter que certaines solutions de design et technologiques proposées afin de diminuer les effets de couplage capacitifs et inductifs sur les lignes feront l’objet de la cinquième sous-partie de ce chapitre.

En conclusion, avec la réduction des marges de bruit des portes et donc une sensibilité des circuits accrue et une immunité aux bruits plus faible, l’augmentation des effets de couplage capacitifs et inductifs a pour conséquence de générer sur les lignes victimes des tensions de bruit dont le risque d’induire une commutation erronée est plus élevée. La Figure I-11 illustre un exemple de tension de bruit observable sur la ligne victime pour la configuration de ligne présentée Figure I-10.

On peut aussi noter que les effets capacitifs et inductifs propres à la ligne active ont pour conséquence de déformer en sortie de cette dernière le signal transmis (délai de propagation, oscillations et dépassements). Par ailleurs, si deux lignes actives sont couplées, que leur commutation soit synchrone ou non (décalage entre la commutation des fronts), alors chacune d’entre elles sera soumise aux champs électriques et magnétique de l’autre induisant un courant perturbateur pour les deux lignes et donc une tension parasite. A titre d’exemple, les tensions de sortie de deux lignes actives commutant simultanément pour un front montant sont présentées Figure I-12.

-0,2 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 1,2

0 1E-10 2E-10 3E-10 4E-10

Temps (s) Te n si o n ( V

) tension d'entrée Vin ligne active

tension de bruit Vcrosstalk ligne victime tension de sortie Vout ligne active

Figure I-11 : Tension de bruit Vcrosstalk observable sur une ligne victime lors de la commutation d’une ligne proche voisine.

0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 1,2 1,4

0 1E-10 2E-10 3E-10 4E-10

Temps (s) Te ns ion ( V

) tension d'entrée Vin ligne active 1 et 2

tension de sortie Vout ligne active 1 tension de sortie Vout ligne active 2

Figure I-12 : Tensions de sortie observables pour deux lignes actives couplées commutant pour un front LH simultanément.

Dans le cadre de cette thèse, on s’intéresse à quantifier les tensions de crosstalk résultant des effets de couplages capacitifs et inductifs entre des lignes comprises entre les niveaux intermédiaires et globaux. On parle ainsi de tensions de crosstalk capacitives et inductives. Les designers de circuits VLSI se heurtent aussi à d’autres types de tension de bruits [ZHE05] comme notamment les tensions de bruit liées aux plans de masse (ground bounce) et

d’alimentation pour lesquelles deux transistors partagent les mêmes plans d’alimentation et de masse ; la commutation d’un des transistors générant une tension de bruit visible sur la sortie de second [HEY03].