Chapitre 4 : Application des propriétés singulières du MOSFET SiC en régime de court-
III. B Cas d’une cellule de commutation
Une cellule de commutation en configuration buck est présentée en Fig. 4.14. Le modèle des composants de puissance est basé sur le modèle développé dans le chapitre 3, dans ce cas, seul le défaut en FTO soft est envisagé pour des questions de sécurité. Le convertisseur est commandé en boucle fermée (BF) par une régulation du courant à Iref = 25 A sous VDC = 600
V, à Fdec = 100kHz. L’ondulation de courant a été choisie à 30% de la valeur moyenne. Par dimensionnement classique, cela implique une inductance de 200 µH. L’inductance a été choisie saturable à |50A| et son modèle est décrit par morceaux en Fig. 4.15. Le condensateur de sortie a été calculé de sorte à limiter l’ondulation de la tension de sortie à 1% de la tension moyenne (300V) soit 6,2µF.
Les formes d’ondes du convertisseur à son point de fonctionnement nominal sont présentées Fig. 4.16.
Les scénarios de défaut les plus critiques sont étudiés : la défaillance de la commande à l'état "ON" sur les composants high side (HS) et low side (LS) appelés respectivement case 1 et case 2.
Fig. 4.17 : Formes d’ondes du scénario de défaillance « case1 » d’un défaut de commande HS à l'état "ON" permanent
(V
)
VGSLow side VGSHigh side
ID Low side ID High side
TjLow side TJHigh side
VDSLow side Vout
(V ) (A ) (K ) (A ) time (s) ILCurrent in the self
VGSLow side VGSHigh side
ID Low side ID High side
TjLow side TJHigh side
VDSLow side Vout
ILCurrent in the self
VGSLow side VGSHigh side
ID Low side ID High side
TjLow side TJHigh side
VDSLow side Vout
ILCurrent in the self
VGSLow side VGSHigh side
ID Low side ID High side
TjLow side TJHigh side
VDSLow side Vout
ILCurrent in the self
VGSHigh side VGSLow side
IDHigh side ID Low side
TjHigh side TJLow side
VDSLow side Vout
ILCurrent in the self
CHAPITRE 4:APPLICATION DES PROPRIETES SINGULIERES DU MOSFETSIC EN REGIME DE COURT-CIRCUIT AFIN DE SECURISER UN CONVERTISSEUR – III. Exemple de gestion d’un défaut dans un convertisseur DC/DC
synchronous buck 3-phases entrelacées composées de composants présentant un mode de défaut en « fail-to- open »
III.B.1 Case 1 : Défaut de commande sur le composant HS (passage à l'état ON permanent) La forme d’onde du défaut de commande sur le composant HS (case 1) est présentée Fig. 4.17. Le défaut de commande apparait à t = 20 µs. En configuration buck le composant HS fait passer un courant positif, c’est donc lui qui rentre en saturation alors que le composant low- side est en sous-saturation. La différence des courants est égale au courant de sortie dans la self. Il va donc devoir tenir la tension VDC et voir passer un courant de saturation important, il
s’échauffe et rentre en défaillance de type FTO à t = 52 µs. Il est remarquable de voir une chute importante de la tension grille du composant HS via l’apparition du courant de grille « dynamique », cette chute de tension renforce le fait que le composant HS sature et limite le courant de court-circuit et non celui LS. Il est également à noter que le courant de saturation augmente au début du court-circuit puis diminue avec l’augmentation de la température, conformément au modèle présenté au Chap. 3, §IV.A. Il faut aussi remarquer que dans cette configuration de défaut, la tension de sortie n'est que peu affectée, car la saturation du HS intervient au moment où la commande du LS est appliquée. Au moment de la défaillance du composant HS, celui-ci reste ouvert (mode de défaut FTO), le composant LS assure seul la conduction du courant de charge, soit en inverse par son canal avec une commande à l'état ON, soit par sa diode body si la commande est à l'état OFF. Le courant dans la charge se décharge naturellement pour arriver à zéro. Le rapport cyclique de la commande LS tend alors vers zéro par l’effet de la régulation qui tente de compenser la baisse de courant dans la charge. Dans cette configuration buck ce défaut est très "soft" car le courant s’annule automatiquement, le composant LS est préservé et le système est en sécurisé. Il suffit de changer le composant HS pour redémarrer ou éventuellement de prévoir un composant "dormant" en parallèle pour le "réveiller" et assurer la poursuite de mission en veillant que le défaut racine soit éliminer. Cette approche de redondance passive a été envisagée pour certaines applications dans le spatiale. Dans le cas d’une configuration boost avec un défaut au LS, de manière homologue, le composant LS aurait cassé et le courant aurait automatiquement tendu vers zéro.
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synchronous buck 3-phases entrelacées composées de composants présentant un mode de défaut en « fail-to- open »
III.B.2 Case 2 : Défaut de commande sur le composant LS
La forme d’onde du défaut de commande sur le composant LS (case 2) est présenté Fig. 4.18. Le défaut intervient à t = 100 µs, en configuration buck, le composant HS sature en premier car il voit là encore un courant obligatoirement supérieur au LS. La température de ce composant va augmenter rapidement jusqu’à arriver à la défaillance en FTO à t=120 µs. Jusque- là pas de différence avec le cas précédent. Le défaut venant d’un défaut de commande du composant LS, celui-ci reste passant. La capacité de sortie (C1) se décharge alors de manière permanente à travers l’inductance de filtrage et le composant LS. Il en résulte une augmentation progressive du courant dans la self et une diminution importante de la tension de sortie jusqu’à annulation Dans ce cas, le composant LS est encore fonctionnel comme le cas précédent et vient court-circuiter de manière permanente la charge. Cette situation peut être problématique en présence d'une charge active comme une batterie, d'un réseau ou d'un actionneur dans le cas d'un onduleur. Une manière particulière d'éviter le court-circuit de la charge dans ce cas serait de provoquer un FTO sur LS au moyen d'un courant de décharge du filtre suffisamment élevé pour amener LS à se saturer suffisamment longtemps pour rentrer en défaillance sans faire appel à un capteur ou à une inter-communication entre driver, i.e. de manière intrinsèque. Ainsi, il est proposé d’augmenter substantiellement la valeur de la capacité de sortie afin que le courant dans l’inductance atteigne le courant de saturation du MOSFET LS et permette d’arriver à sa défaillance comme illustrée en Fig. 4.19. Une stratégie de dimensionnement de la capacité de sortie est proposée ci-dessous.
Fig 4.18 : Formes d’ondes du scénario de défaillance « case 2 » d’un défaut de commande LS permanent à l'état ON pour. C1=6.5µF
(V
)
VGSLow side VGSHigh side
ID Low side ID High side
TjLow side TJHigh side
VDSLow side Vout
(V ) (A ) (K ) (A ) time (s) ILCurrent in the self
VGSLow side VGSHigh side
ID Low side ID High side
TjLow side TJHigh side
VDSLow side Vout
ILCurrent in the self
VGSLow side VGSHigh side
ID Low side ID High side
TjLow side TJHigh side
VDSLow side Vout
ILCurrent in the self
VGSLow side VGSHigh side
ID Low side ID High side
TjLow side TJHigh side
VDSLow side Vout
ILCurrent in the self
VGSHigh side VGSLow side
IDHigh side ID Low side
TjHigh side TJLow side
VDSLow side Vout
ILCurrent in the self
Fault LS
Failure HS
Oscillation BF circuit LC
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synchronous buck 3-phases entrelacées composées de composants présentant un mode de défaut en « fail-to- open »
Il faut que le courant dans l’inductance atteigne la valeur du courant de saturation du MOSFET SiC soit environ 300A mais sans une chute trop importante de la tension de sortie (Vout) que nous prendrons égale à 10%. On se met dans le meilleur cas avec un ESR = 0 Ω
C1 = 2 ∙ Esat
V ut2 − (0,9 ∙ V ut)2
(4.1) Avec Esat l’énergie nécessaire pour atteindre pour atteindre 300A, en prenant en compte
la non linéarité de l’inductance. La montée du courant dans une inductance pure est linéaire et proportionnelle à la différence de potentielle aux bornes de celle-ci divisé par son inductance. Etant définies non-linéaire par morceaux (Fig. 4.15) l’expression de Esat est donnée ci-dessous.
Avec 𝐼1 le courant de saturation de l’inductance d’une valeur de 50 A et L0 = 200 µH,
𝐼2 le courant de saturation de l’inductance d’une valeur de 80 A sur une inductance de saturation
Lsat1 = 66 µH et I3 le courant de saturation jusqu’à atteindre les 300 A de saturation du MOSFET
à travers la seconde inductance de saturation Lsat2 = 12,5 µH. t3 correspond au temps pour arriver
à 300A pour une tension Vout constante. Le terme en orange (2) correspond à l’énergie à fournir
pour saturer le composant de puissance en prenant en compte la non-linéarité de l’inductance. Le terme en vert (4.2) correspond à l’énergie dissipée dans la charge pendant la charge de
Fig. 4.19 : Formes d’ondes du scénario de défaillance « case 2 » d’un défaut de commande LS permanent à l'état ON pour C1=100µF
(V
)
VGSLow side VGSHigh side
ID Low side ID High side
TjLow side TJHigh side
VDSLow side Vout
(V ) (A ) (K ) (A ) time (s) ILCurrent in the self
VGSLow side VGSHigh side
ID Low side ID High side
TjLow side TJHigh side
VDSLow side Vout
ILCurrent in the self
VGSLow side VGSHigh side
ID Low side ID High side
TjLow side TJHigh side
VDSLow side Vout
ILCurrent in the self
VGSLow side VGSHigh side
ID Low side ID High side
TjLow side TJHigh side
VDSLow side Vout
ILCurrent in the self
VGSHigh side VGSLow side
IDHigh side ID Low side
TjHigh side TJLow side
VDSLow side Vout
ILCurrent in the self
Fault LS Failure HS Failure LS Saturation LS Saturation self
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l’inductance. Le terme en bleu correspond à l’énergie fournie par les autres phases dans le cas d’un hacheur entrelacé de p phases présenté dans la partie suivante. Expression de t3.
t3 = 0 V utI1+ sat1 V ut (I2− I1) + sat2 V ut (I3− I2) (4.3)
Après application numérique la capacité nécessaire est de 100 µF soit environ 15 fois plus que celle nécessaire. Les formes d’ondes, avec une capacité de 100 µF, sont présentées Fig. 4.19. À t = 95 µs, l’inductance commence à saturer ce qui a pour conséquence d’augmenter très rapidement le courant, ce qui fait saturer le composant LS, à t = 110 µs. Il s’échauffe, provoquant son défaut en FTO à t = 123 µs. Ce défaut est moins favorable par rapport au cas du défaut HS, car les deux composants du bras cassent, mais le défaut est tout de même confiné et la tension de sortie n’oscille pas contrairement au cas où la capacité de sortie serait de faible valeur. Dans le cas d’une configuration boost avec un défaut au HS, de manière similaire, le composant LS casserait en premier suivi par le composant HS.
III.B.3 Conclusion
En conclusion, dans le cas d’une cellule de commutation fonctionnant en mode buck ou boost, équipé de deux MOSFET SiC, le composant effectuant la commutation « dure » va casser en FTO en premier entre la grille et la source provoquant un blocage définitif de celui- ci. Si le défaut de commande est localisé uniquement sur ce composant à commutation dure (i.e. dans son 1er quadrant), le courant de charge va automatiquement s’annuler dans le composant homologue jouant le rôle de diode (body et redressement synchrone). À l’inverse, si le défaut de commande apparait maintenant sur le composant à commutation spontanée (i.e. dans son 3ème quadrant), les deux composants du bras peuvent alors "potentiellement" casser en FTO l’un après l’autre et assurer la sécurisation du système de manière native car l’isolement complet de la cellule est atteint et réalisé spontanément, sans l'usage de capteur, dans un scénario de pire cas de défaut de commande. Cette propriété FTO en cascade n'est obtenue qu'au prix d'un surdimensionnement important de la capacité de sortie (environ x15). Dans les 2 cas, il n’y a pas de très fort pic de courant pouvant amener à la dégradation d’une partie du système et la situation de défaut s’est résolue en moins d’une centaine de microsecondes.
Partant de ces constatations et dans une volonté d’utiliser au mieux le mode de défaut « doux » des MOSFET SiC, pour permettre d’avoir un convertisseur à tolérance de panne le cas d’un hacheur parallèle entrelacé a été étudié dans la suite.
CHAPITRE 4:APPLICATION DES PROPRIETES SINGULIERES DU MOSFETSIC EN REGIME DE COURT-CIRCUIT AFIN DE SECURISER UN CONVERTISSEUR – III. Exemple de gestion d’un défaut dans un convertisseur DC/DC
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