b Performances dynamiques et commandes rapprochées 65

Le passage d’un état de conduction à un état bloqué (et inversement)

d’un transistor ne se fait pas instantanément. Durant ce laps de temps, le

transistor dissipe plus d’énergie qu’en régime permanent. Il est donc

né-cessaire de minimiser la durée de cette transition. Pour cela, il existe des

dispositifs électroniques appelés « driver » ou « commande rapprochée ».

PERFORMANCES DES COMPOSANTS SIC

Cependant, une trop faible durée de commutation associée à la présence

de parasites internes au boîtier (capacités et inductances) provoque

l’ap-parition de surtensions et de courants. La figure 1.27 montre les

sur-tensions et les sur-courants qui peuvent apparaitre lors de commutations

d’IGBT au sein d’une structure de bras d’onduleur. La conséquence directe

est l’augmentation des énergies de commutation et donc des pertes lors

des commutation. Il existe donc un compromis à trouver entre le temps de

commutation et les dépassements en courant et en tension afin de

minimi-ser les énergies dissipées.

Figure 1.27 – Illustration des signaux de puissance d’IGBT au sein d’un

hacheur déditant sur une charge inductive [9]

E C

D L

DU T

(a) Hacheur asynchrone

E C

L

DU T

Q

(b) Hacheur synchrone

Figure1.28 – Illustration de hacheurs débitant sur une charge inductive

La mesure des énergies de commutation est réalisée sur un banc

dyna-mique. Le transistor sous test est utilisé au sein d’un montage généralement

de type hacheur muni d’une charge inductive. La nature inductive de la

charge implique que le courant de sortie ne doit pas subir de discontinuité

notamment lors des commutations. Pour remplir cette fonction, on place

soit une diode (hacheur asynchrone) ou un transistor (hacheur synchrone)

PERFORMANCES DES COMPOSANTS SIC

en parallèle de la charge. La figure 1.28 montre le schéma d’un hacheur

pour caractériser un transistor (DUT).

La température de la puce peut être un facteur important. Pour

contrô-ler ce paramètre, la mesure des énergies de commutation se fait en utilisant

le principe de la double impulsion.

La figure 1.29 illustre le principe de la double impulsion. Celle-ci se

décline en 3 étapes :

Etat

du

JFET

CONDUCTION

ETAPE 1

BLOCAGE

ETAPE 2

CONDUCTION

ETAPE 3

I

_J

I

_L

V

_DS

T

_{CON D1}

T

_BLOC2

T

_{CON D3}

Pertes au blocage Pertes à la conduction

Figure1.29 – Illustration de la méthode de la double impulsion

– Etape 1 : Durant T

COND1

, le driver envoie un ordre de fermeture au

transistor. Un courant s’établitI

_L

dans la charge inductive L jusqu’à

atteindre une valeur telle que :I

L

=E

^TCON D1

L

. La duréeT

COND1

dépend

des caractéristiques électriques de la carte de puissance ainsi que de

la charge.

– Etape 2 : DurantT

_BLOC2

, un ordre de blocage est envoyé au transistor.

Le passage d’un état de conduction à un état bloqué est réalisée à

tension Bus DC et courant de charge fixe. Il est donc possible

d’éva-luer l’énergie E

TRANSISTOR

OFF

dissipée par le transistor durant son temps

d’ouvertureT

_OFF

(équation 1.7).

E

TRANSISTOR

OFF

=

Z

T_OFF

PERFORMANCES DES COMPOSANTS SIC

Le choix de la duréeT

_BLOC2

doit permettre de réaliser une

commuta-tion tout en évitant une diminucommuta-tion du courant de sortie.

– Etape 3 : Une impulsion de commande d’une duréeT

_COND3

est envoyée

sur la grille du transistor (à courant établi dans la charge). En

obser-vant les grandeurs électriquesV

DS

etI

J

, il est possible d’estimer

l’éner-gie disspéeE

TRANSISTOR

ON

durant le temps de fermeture du transistorT

_ON

(équation 1.8).

E

TRANSISTOR

ON

=

Z

T_ON

0

V

DS

(t)I

J

(t)dt (1.8)

La durée T

_COND3

doit permettre la visualisation de la commutation

du JFET tout en évitant un courantI

_L

trop important pour la charge

et/ou le transistor.

Dans le cadre de l’utilisation de deux interrupteurs commandés en

al-ternance (hacheur synchrone), il existe un risque d’apparition de

court-circuit franc. Cet évènement survient généralement durant les

commuta-tions des transistors. Pour éviter ce problème, on introduit une phase

pen-dant laquelle les deux transistors sont commandés au blocage entre chaque

commutation des transistors. La durée de cette phase est appelée temps de

sécuritéT

S

. Sa valeur dépend du temps de commutation de chaque

inter-rupteurT

_COM

=max(T

_ON

, T

_OFF

) ainsi que d’un temps mortT

_M

qui garantit la

non circulation de courant direct au sein des deux transistors de puissance.

Il est courant de choisir un temps mort dont la valeur dépend du temps

de commutation et d’un facteur de sécurité supérieur ou égal à 3.

L’équa-tion 1.9 montre la relaL’équa-tion entre la durée du temps de sécurité et les durées

du temps de commutation et du temps mort.

T

_S

=T

_COM

+T

_M

T

_S

=T

_COM

+ 3T

_COM

T

_S

= 4T

_COM

(1.9)

Une des limitations de la vitesse de commutation du transistor est la

présence de la capacité parasite C

_GD

. Cette capacité dite capacité «

Mil-ler » implique un stockage d’énergie lorsque le transistor est bloqué. Lors

d’un changement d’état de conduction, l’énergie stockée entre la jonction

Grille/Drain donne naissance à un courant parasiteI

_DG

dont la valeur

dé-pend de la valeur de la capacitéC

GD

, des tensions V

DS

etV

GS

ainsi que du

temps de commutationdt.

I

GD

=C

GD

d(V

GS

−V

DS

)

PERFORMANCES DES COMPOSANTS SIC

Une conséquence secondaire est le risque d’apparition de court-circuit

(cross-conduction) durant les commutations. En effet, utilisé au sein d’une

structure synchrone, les courants parasites des deux interrupteursI

GD

vont

transiter au travers des impédances les plus faibles, généralement les

capa-cités de grille et les drivers (Figure 1.30).

C

_GS

C

_GS

C

_GD

C

_GD

C

_DS

C

_DS

(a) Mise en conduction du transistor du bas

C

_GS

C

_GS

C

_GD

C

_GD

C

_DS

C

_DS

(b) Blocage du transistor du bas

Figure1.30 – Circulation du courant parasite de la capacité Miller lors de

la commutation de transistor

Lors de la commutation d’un des interrupteurs, il apparaît sur la

ten-sionV

_GS

du transistor complémentaire un pic de tension. Il existe donc une

possibilité que la tension de commande dépasse le seuil de mise en

conduc-tion du transistor et provoque l’appariconduc-tion de courts-circuits intempestifs.

Une solution courante est la diminution de la tensionV

_GS

lors du blocage

des transistors (V

OFF

GS

) afin d’augmenter l’intervalle de sécurité avec le seuil

de conduction ∆V

_GS

= |V

OFF

GS

−V

_TH

|. Afin de minimiser le risque de

court-circuit franc durant les commutations, il est donc impératif de choisir un

composant qui possède une capacité Miller la plus faible possible.

1.3.b.1 Le transistor bipolaire

En 2011, Madhu Chinthavalli a testé un transistor bipolaire 1,2 kV/10 A

au sein d’un hacheur de tension. La figure 1.31 présente le banc dynamique

utilisé pour caractériser les énergies de commutation.

La commande rapprochée utilise le principe d’un réseau entre le

dri-ver (IXDI509) et la base du transistor. Ce réseau tampon est composé de

composants passifs tels que des résistances et des capacités (Figure 1.32a).

L’utilisation d’une résistance seule permet d’ajuster la valeur du courant

de maintien et donc les performances en régime statique (R

CE

, I

SAT

C

). Lors

d’une commutation, les pertes restent cependant élevées. Pour accélérer, la

commutation, il est courant d’ajouter une capacité en parallèle de la

résis-tance. Cette dernière autorise le passage d’un courant pic dont la valeur

PERFORMANCES DES COMPOSANTS SIC

(a) Schéma de puissance (b) Vue de la carte électronique

Figure1.31 – Banc dynamique développé par Chinthavali pour transistors

SiC [5]

peut être ajustée par l’insertion d’une résistance série. La figure 1.32

pré-sente la commande rapprochée utilisée pour piloter le transistor BJT.

(a) Schéma de la commande rapprochée

(b) Valeurs des éléments du driver

Figure1.32 – Commande rapprochée pour transistor bipolaire [5]

Le transistor bipolaire a été testé pour deux valeurs de tension : 400 V

et 600 V pour plusieurs valeurs de courant commuté. La figure 1.33

pré-sente l’impact du courant commuté sur les énergies de commutation pour

plusieurs valeurs de tension.

Les premières observations montrent qu’à 400 V, les pertes par

com-mutation évoluent proportionnellement par rapport à la valeur du courant

commuté. Cette remarque est également vérifiée à 600 V. La sensibilité du

courant sur l’énergie de commutation est d’environ 18µJ/ A à 400 V contre

PERFORMANCES DES COMPOSANTS SIC

(a)V_DS= 400V (b)V_DS= 600V

Figure 1.33 – Évolution des pertes par commutation E

TRANSISTOR

TS

=

E

TRANSISTOR

ON

+E

TRANSISTOR

OFF

calculées à partir des mesures réalisé sur un BJT

(1200 V/10 A) et un JFET (1200 V/20 A) [5]

température ambiante n’a pas d’impact notable sur les énergies de

commu-tation.

Dans le document Conception d’un onduleur triphasé à base de composants SiC en technologie JFET à haute fréquence de commutation (Page 66-72)