en d B ]
mesure FDTD (50 Ω idéale) FDTD (SMA)
A B
Figure II.19 – A : schéma du connecteur SMA utilisé pour brancher le câble coaxial sur
le prototype d’antennes. B : comparaison des S11 mesuré et simulés pour l’antenne placée
à 60 cm au-dessus d’une plaque métallique. La première simulation FDTD (triangles creux rouges) prend en compte une alimentation de 50 Ω idéale tandis que la deuxième (cercles creux verts) prend en compte le modèle précis du connecteur SMA.
Même si les deux prototypes ont déjà été fabriqués de cette manière, il est intéressant d’essayer d’améliorer leurs capacités en n’utilisant plus une connexion directe avec le câble coaxial, mais en reliant l’antenne à un circuit d’adaptation d’impédance. C’est avec cette optique que nous avons abordé la question de l’adaptation d’impédance que nous développons dans le chapitre suivant.
II.B.7 Conclusions sur l’analyse numérique des prototypes
d’an-tennes
Après avoir conçu numériquement des prototypes d’antennes qui répondent aux
exi-gences de taille et bande passante que nous nous sommes fixés enII.A.2, nous avons étudié
leur comportement en présence de sol par le biais de l’étude du S11.
Nous avons vu qu’en estimant la profondeur d’investigation moyenne de nos prototypes à l’aide d’une plaque métallique celle-ci semble être suffisante dans la plupart des cas pour répondre à notre problématique de caractérisation du premier mètre du sol.
La caractérisation des propriétés électriques du sol directement à partir du S11 d’une antenne est complexe et nous avons essayé de la simplifier en n’utilisant que quelques
points remarquables. Cette étude à montrée que le décalage fréquentiel du S11 vers les
basses fréquences lorsque la permittivité diélectrique du sol augmente semble suivre une
loi de type puissance comme celle utilisée par Sagnard et al. (2009). Cependant, nous
avons également vu que cette approche est trop simpliste et que l’identification des points remarquables est parfois difficile ce qui limite fortement son utilisation.
De plus, nous avons vu que lorsque le contact entre le sol et l’antenne n’est pas parfait (antenne surélevée), le couplage entre le sol et l’antenne se dégrade très vite de sorte
que le comportement du S11 n’est plus aussi univoque que précédemment et qu’il devient
infondé d’utiliser l’approche des points remarquables précédente.
Ceci est d’autant plus important que les sols naturels et notamment les sols agricoles sont souvent rugueux, et que l’effet de cette rugosité est analogue à celle de l’élévation. Ainsi, une telle approche en loi de type puissance n’est réellement envisageable que pour des sols peu conducteurs et suffisamment peu rugueux pour que le contact entre l’antenne et le sol puisse-t-être considéré comme quasi-parfait.
Enfin, des prototypes physiques des antennes ont été fabriqués et des premières mesures
de S11 réalisées. Ces mesures montrent que la non prise en compte initiale du connecteur
SMA qui relie le câble coaxial d’alimentation à l’antenne à une influence cruciale sur le
S11 et notamment sur son amplitude. Cependant, l’ajout d’un modèle numérique très
précis du connecteur SMA dans les simulations FDTD permet de très bien reproduire les mesures.
Cela pose la question très importante de l’adaptation d’impédance entre l’antenne et sa ligne d’alimentation. Cet aspect n’a en effet pas été réellement considéré jusqu’à présent dans notre étude. Ainsi, afin d’être capables d’améliorer les capacités réelles de nos pro-totypes, nous avons donc décidé de concevoir un circuit d’adaptation d’impédance pour pallier les déficiences de la connexion directe entre l’antenne et la ligne d’alimentation telle qu’elle est faite sur les prototypes. Les détails de la conception d’un tel circuit seront donc présentés dans le chapitre suivant.
Adaptation d’impédance
Sommaire
III.A Principe et buts de l’adaptation d’impédance . . . 85 III.B Ligne microruban (au sens large) . . . 86 III.B.1 Ligne microruban classique (MSL) . . . 86 III.B.2 Guide d’onde coplanaire (CPW) . . . 87 III.B.3 Ligne microruban double face asymétrique (DSTL) . . . 89 III.C Principe de la transition lisse d’impédance . . . 90 III.D Conception d’une ligne d’adaptation (DSTL) de type Hecken 92 III.E Impédances caractéristiques des schémas d’antennes conçus
et balun adapté . . . 96 III.E.1 Principe de l’estimation simple de l’impédance caractéristique . 96 III.E.2 Estimation simple de l’impédance caractéristique des schémas
d’antennes . . . 97 III.F Optimisation d’un balun simple . . . 99 III.GConclusions sur l’adaptation d’impédance . . . 101
III.A Principe et buts de l’adaptation d’impédance
Une antenne possède sa propre impédance (ZA) qui dépend de ses caractéristiques
géométriques (taille, forme, etc.) et de ses propriétés électriques (permittivité diélectrique du substrat sur lequel elle est imprimée par exemple etc.). Sa ligne d’alimentation possède
également sa propre impédance (Z0), 50 Ω généralement (Figure III.1).
Comme l’impédance de l’antenne (une centaine d’ohm généralement) et celle de la ligne d’alimentation sont différentes, il se crée des réflexions multiples au niveau de la connexion entre ligne d’alimentation et antenne (rupture brusque d’impédance). Ainsi, d’une part l’énergie transmise à l’antenne est plus faible qu’idéalement, et d’autre part ces réflexions internes au système radar peuvent venir parasiter le signal mesuré et dégrader ainsi la
SMA directement connectée à l’antenne (voir II.B.6). Circuit d'adaptation d'impédance Antenne (ZA) Z0
Figure III.1 – Schéma du principe de l’inclusion d’un circuit d’adaptation d’impédance
entre une ligne d’alimentation d’impédance Z0 et d’une antenne d’impédance ZA, d’après
Pozar (2009).
Afin de délivrer le plus de puissance possible à l’antenne et d’améliorer la qualité du signal (limitation de la réflexion entre l’antenne et la ligne d’alimentation) on utilise gé-néralement un circuit d’adaptation d’impédance. C’est donc dans l’optique de concevoir un tel circuit pour améliorer la largeur de bande réelle de nos antennes que nous nous intéressons dans ce chapitre aux principes de l’adaptation d’impédance.
L’adaptation entre une ligne d’alimentation et n’importe quelle charge (antenne ou tout autre circuit électronique) peut se faire facilement et parfaitement pour une fréquence donnée. Le problème devient plus complexe lorsque l’on veut réaliser cette adaptation sur
une large gamme de fréquences (Pozar,2009).
Il existe plusieurs techniques utilisées classiquement pour créer un circuit d’adapta-tion d’impédance. On peut, par exemple, utiliser un circuit (appelé L-secd’adapta-tion) composé de capacités et d’inductions en série et en parallèle. Une autre technique consiste à créer une transition lisse (pas de ruptures brusques) d’impédance entre la ligne d’alimenta-tion et l’antenne en utilisant uniquement des lignes microruban (i.e. une piste de circuit électronique) et des guides d’ondes coplanaires. C’est cette dernière technique que nous allons étudier dans la suite parce qu’elle permet d’être simulée et fabriquée facilement (pas besoin de composant électronique en tant que tel) et même parfois d’être intégrée directement au schéma d’antenne.
Enfin, notons que l’on confond dans l’usage « courant » (tout comme dans ce ma-nuscrit) le mot « balun » (regroupement des mots anglais balanced et unbalunced ) avec le circuit d’adaptation d’impédance au sens propre. Le mot balun désigne en réalité un circuit permettant la transition entre une ligne de transmission symétrique ou balanced,
comme une ligne microruban de type PSL (parallel strip line, voirIII.B.3) et asymétrique
ou unbalanced, comme un câble coaxial.