DE BREVET EUROPEEN. intci.»: H 04 L 27/22

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àJ E u r o p â i s c h e s

Patentamt

Européen Patent Office © Numéro de publication: 0 0 9 1 1 6 7

Office européen des brevets A 1

DE BREVET EUROPEEN

©intci.»: H 04 L 27/22

NL-5621 BA Eindhoven(NL)

12.10.83 Bulletin 83/41 © Etats contractants designes:

DE GB IT SE

DE FR GB IT SE © Inventeur: Deconche, Alain

SOCIETE CIVILE S.P.I.D. 209 rue de I'Universite

©Demandeur: TELECOMMUNICATIONS F-75007 Paris(FR)

RADIOELECTRIQUES ETTELEPHONIQUES T.R.T.

88, rue Brillat Savarin @ Inventeur: Van Uffelen, Jean-Pierre

F-75013Paris(FR) SOCIETE CIVILE S.P.I.D. 209 rue de I'Universite

F-75007 Paris(FR)

FR @ Mandataire: Tissot,Jean et al,

Societe Civile S.P.I.D. 209, rue de I'Universite F-75007 Paris(FR)

Ce procédé de correction de fréquence est utilisé dans le récepteur d'un système de transmission de données dans lequel un mot de synchronisation est transmis avant les données. Il comporte plusieurs étapes pendant chacune desquelles il est calculé au moins une paire de corrélations partielles en phase Cr(k-l), Cr(k) et au moins une paire de corrélations partielles en quadrature Cl(k-l), Cl(k). Les corréla- tions partielles d'ordre (k-1) et (k) dans chaque étape portent sur deux fractions consécutives de même longueur d'un mot de synchronisation local et les échantillons du signal reçu démodulé ; les fractions d'une étape p sont supérieures aux fractions de l'étape p - 1 ; les corrélations partielles d'une étape p sont corrigées en phase en prenant en compte la correction de fréquence calculée à l'étape p - 1. A partir des corrélations partielles de chaque étape, on calcule un écart de fréquence. La correction de fréquence finale à retenir est la somme des écarts de fréquence calculés à l'issue de chaque étape.

Application : transmission de données.

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L ' i n v e n t i o n concerne un procédé de correction de f r é - quence d e s t i n é à c o r r i g e r la fréquence de la porteuse locale dans l e r é c e p t e u r d'un système de t r a n s m i s s i o n de données dans lequel les don- nées sont t r a n s m i s e s par modulation d'une porteuse et un mot de s y n - c h r o n i s a t i o n du r é c e p t e u r est transmis avant les données, ce r é c e p t e u r comportant des moyens pour démoduler le signal reçu à l ' a i d e de signaux en phase et en quadrature avec une porteuse locale, des moyens pour é c h a n t i l l o n n e r les signaux démodulés en phase et en quadrature avec une fréquence d ' é c h a n t i l l o n n a g e égale au rythme de modulation, chaque nouvelle paire d ' é c h a n t i l l o n s en phase et en quadrature ainsi formés e n - t r a n t dans une mémoire pour signal reçu, le récepteur comportant e n f i n une mémoire pour mot de s y n c h r o n i s a t i o n contenant les é c h a n t i l l o n s en phase et en q u a d r a t u r e d'un mot de s y n c h r o n i s a t i o n local i d e n t i q u e au mot de s y n c h r o n i s a t i o n émis.

L ' i n v e n t i o n concerne également un récepteur u t i l i s é dans un système de transmission de données et u t i l i s a n t ce p r o c é d é .

On s a i t que dans les systèmes de transmission de don- nées par modulation d'une porteuse, la r e s t i t u t i o n correcte des données suppose l ' a c q u i s i t i o n de p l u s i e u r s s y n c h r o n i s a t i o n s dans le r é c e p t e u r , notamment la s y n c h r o n i s a t i o n de la porteuse locale pour p e r m e t t r e l ' o p é r a t i o n de démodulation cohérente du signal reçu, la s y n c h r o n i s a - tion d'une horloge locale (appelée aussi synchronisation bit) pour p e r - mettre l ' é c h a n t i l l o n n a g e optimal du signal démodulé, enfin la s y n c h r o - n i s a t i o n de trame (appelée aussi s y n c h r o n i s a t i o n de mot) pour p e r m e t t r e de repérer le début d'une communication. Pour acquérir ces d i v e r s e s s y n c h r o n i s a t i o n s avant le début d'une communication, il est c l a s s i q u e de f a i r e précéder chaque communication d'un préambule comportant par exemple une porteuse pure pour la s y n c h r o n i s a t i o n de la porteuse l o c a l e , une s u i t e a l t e r n é e de bits "1" et "0" pour la synchronisation de l ' h o r - loge locale et enfin un mot connu pour la synchronisation de trame. Ce système d ' a c q u i s i t i o n qui comporte pour la synchronisation de la p o r - teuse et pour la synchronisation de l'horloge des boucles d ' a s s e r v i s s e - ment de phase ou de fréquence, est très lent et convient mal pour l e s

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systèmes de communication numériques modernes par paquets dans l e s - quels la durée des communications peut être t r è s courte, par exemple de l ' o r d r e de la s e c o n d e .

Pour ces systèmes n é c e s s i t a n t une synchronisation ra~

pide du r é c e p t e u r , il est p r é f é r a b l e d ' a c q u é r i r la s y n c h r o n i s a t i o n i n i t i a l e du r é c e p t e u r sans u t i l i s e r de boucles d ' a s s e r v i s s e m e n t , en se servant seulement d ' u n m o t d e s y n c h r o n i s a t i o n t r a n s m i s et connu dans le r é c e p t e u r . Dans un a r t i c l e de M.IH. Meyers et L. E. Franks i n t i t u l é "Joint Carrier Phase and Symbol Timing Recovery for PAM Systems" et paru dans IEEE T r a n s a c t i o n s Vol. COM-28, n° 8, Août 1980, pages 1121-1129, il est indiqué une méthode de ce genre basée sur l e c a l c u l de la f o n c t i o n de c o r r é l a t i o n entre un mot de s y n c h r o n i s a t i o n local identique au mot de s y n c h r o n i s a t i o n émis et le signal reçu dé- modulé observé pendant une f e n ê t r e de temps égale à la durée du mot de s y n c h r o n i s a t i o n . Selon c e t t e méthode, la s y n c h r o n i s a t i o n de la p o r t e u - se locale et la s y n c h r o n i s a t i o n de l ' h o r l o g e locale sont acquises s i - multanément en c a l c u l a n t des valeurs de phases de la porteuse l o c a l e et de l ' h o r l o g e l o c a l e , rendant maximale l a d i t e fonction de c o r r é l a - t i o n . Ces valeurs de phases optimales sont obtenues p a r e x t r a p o l a t i o n à p a r t i r de valeurs estimées, raisonnablement proches d e s v a l e u r s op- t i m a l e s . Avec c e t t e méthode connue, la détermination de la phase de la porteuse locale est é t r o i t e m e n t liée à la détermination de la pha- s e de l ' h o r l o g e locale et la mise en oeuvre de c e t t e méthode p e u t

être assez d i f f i c i l e .

La présente invention permet également l ' a c q u i s i t i o n rapide de la s y n c h r o n i s a t i o n du r é c e p t e u r en u t i l i s a n t seulement un mot de s y n c h r o n i s a t i o n émis comme préambule à une communication, mais en procédant de manière tout à f a i t d i f f é r e n t e en ce qui concerne l a s y n c h r o n i s a t i o n de la porteuse l o c a l e . L ' i n v e n t i o n f o u r n i t un p r o c é d é de c o r r e c t i o n de fréquence de la porteuse l o c a l e , basé sur des mesures d ' é c a r t s de fréquence entre la porteuse locale et la porteuse reçue e t permettant d ' a c q u é r i r en une période d ' é c h a n t i l l o n n a g e les s y n c h r o n i - s a t i o n s de porteuse, d'horloge et de t r a m e .

Le procédé conforme à l ' i n v e n t i o n est c a r a c t é r i s é en ce que,pendant chaque période d ' é c h a n t i l l o n n a g e ; i l est effectué au moins une fois la l e c t u r e en synchronisme des n paires d ' é c h a n t i l l o n s contenus dans la mémoire pour mot de s y n c h r o n i s a t i o n et des n d e r n i è r e s

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p a i r e s d ' é c h a n t i l l o n s entrés dans la mémoire pour signal reçu, a f i n de d é t e r m i n e r en P étapes (P ≥ 1) la grandeur de c o r r e c t i o n de f r é - quence à a p p o r t e r à la porteuse l o c a l e :

- P e n d a n t chaque étape, il est calculé à p a r t i r desdits é c h a n t i l - lons lus, au moins une paire de c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s en phase C r ( k - 1), Cr(k) et au moins une paire de c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s en q u a d r a t u r e Ci(k -1), Ci(k), les c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s d ' o r - dre (k - 1) et (k) dans chaque étape u t i l i s a n t deux f r a c t i o n s con- s é c u t i v e s de même longueur du mot de s y n c h r o n i s a t i o n local, l e s c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s de l ' é t a p e d'ordre p > 1 u t i l i s a n t des f r a c t i o n s du mot de s y n c h r o n i s a t i o n de longueur supérieure à c e l l e des f r a c t i o n s u t i l i s é e s pendant l ' é t a p e précédente d'ordre p - 1, les c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s de l ' é t a p e d'ordre p étant c a l c u l é e s en prenant en compte la c o r r e c t i o n de fréquence c a l c u l é e à l ' i s s u e de l ' é t a p e précédente d'ordre p - 1 ;

- P e n d a n t chaque étape, il est c a l c u l é au moins une q u a n t i t é E = C (k - 1 ) . C i ( k ) - Ci(k - 1).C (k) qui est corrigée en fonction du niveau du signal reçu de façon à fournir une quantité corrigée E*

qui est une f o n c t i o n d é t e r m i n é e

de l ' é c a r t de phase Δϕ produit par l ' é c a r t de fréquence Δ f e n t r e la porteuse locale et la porteuse reçue, pendant un i n t e r v a l l e de temps c o r r e s p o n d a n t au nombre de b its b formant la longueur d e s d i - tes f r a c t i o n s du mot de s y n c h r o n i s a t i o n ;

- A l ' i s s u e de chaque étape d'ordre p ≥ 1, il est calculé à p a r t i r d'au moins une q u a n t i t é corrigée E* formée au cours de l ' é t a p e e t de la longueur commune des f r a c t i o n s du mot de s y n c h r o n i s a t i o n u t i l i s é e au cours de l ' é t a p e , l ' é c a r t de fréquence Δf p, puis l a s o m m e Δfi qui constitue une estimation de la grandeur de l a P

c o r r e c t i o n de fréquence, cette estimation à l ' i s s u e de l ' é t a p e d ' o r d r e P étant la valeur f i n a l e à r e t e n i r pour la grandeur de l a c o r r e c t i o n de fréquence à apporter à la porteuse l o c a l e .

Le calcul d'un écart de fréquence Δfp dans une étape du procédé de l ' i n v e n t i o n peut être s i m p l i f i é si chaque quantité E

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c a l c u l é e au cours de c e t t e étape est corrigée en divisant c e t t e q u a n t i t é E par un terme égal à la somme des carrés de la c o r r é l a t i o n p a r t i e l l e en phase et de la c o r r é l a t i o n p a r t i e l l e en quadrature ayant servi au calcul de E, de sorte que la quantité E corrigée devient l a f o n c t i o n E* = sin Af de l ' é c a r t de phase Δϕ.

Dans un r é c e p t e u r dans lequel on applique le procédé de l ' i n v e n t i o n , il est avantageux d ' e f f e c t u e r la recherche de synchro- n i s a t i o n de trame après la dernière étape de calcul de correction de f r é q u e n c e . Dans ce cas, les moyens prévus dans le récepteur pour f o r - mer les c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s j u s q u ' à la d e r n i è r e étape P sont com- mandés.en outre, en prenant en compte la c o r r e c t i o n de fréquence f i n a - le c a l c u l é e à l ' i s s u e de l ' é t a p e P, pour former les c o r r é l a t i o n s com- p l è t e s en phase et en quadrature p o r t a n t sur la longueur t o t a l e du mot de s y n c h r o n i s a t i o n , des moyens étant prévus de plus pour former l a somme des carrés d e s d i t e s c o r r é l a t i o n s complètes en phase et en q u a d r a - ture et pour comparer cette somme à un s e u i l , le dépassement de ce s e u i l indiquant en même temps l ' a c q u i s i t i o n de la synchronisation de trame et la c o r r e c t i o n de fréquence à apporter à la porteuse l o c a l e pour la t r a n s m i s s i o n de-données s u i v a n t c e t t e a c q u i s i t i o n de s y n c h r o - n i s a t i o n de t r a m e .

Dans un r é c e p t e u r de ce genre et dans lequel le s i g n a l reçu démodulé est é c h a n t i l l o n n é avec une fréquence d ' é c h a n t i l l o n n a g e j T multiple du rythme de modulation y, de façon à former j signaux

é c h a n t i l l o n n é s avec la période T et e n t r e l a c é s , il est avantageux d ' e f - f e c t u e r en même temps la recherche de s y n c h r o n i s a t i o n de trame et l a recherche de la p o s i t i o n optimale des i n s t a n t s d'échantillonnage :

( c ' e s t - à - d i r e la recherche de la s y n c h r o n i s a t i o n de l ' h o r l o g e l o c a l e ) , après la d e r n i è r e étape de c a l c u l de c o r r e c t i o n de fréquence. Dans ce cas les moyens prévus dans le récepteur pour former la grandeur de l a c o r r e c t i o n de fréquence, puis la somme des carrés des c o r r é l a t i o n s complètes en phase et en quadrature sont u t i l i s é s en r é p a r t i t i o n dans le temps pour chacun d e s d i t s j signaux e n t r e l a c é s , l e s j sommes de c a r r é s des c o r r é l a t i o n s a i n s i formées au cours d'une période de modu- l a t i o n étant comparées à un s e u i l , le dépassement de ce seuil i n d i q u a n t en même temps l ' a c q u i s i t i o n de la s y n c h r o n i s a t i o n de trame, la c o r r e c - tion de fréquence à apporter à la porteuse locale et la position o p t i - male des i n s t a n t s d ' é c h a n t i l l o n n a g e à u t i l i s e r pour la t r a n s m i s s i o n

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des données suivant l ' a c q u i s i t i o n de la s y n c h r o n i s a t i o n de t r a m e .

La d e s c r i p t i o n suivante, en regard des dessins annexés, le tout donné à t i t r e d'exemple, fera bien comprendre comment l ' i n v e n - tion peut être r é a l i s é e .

La f i g u r e 1 est un schéma r e p r é s e n t a n t la mise en oeuvre du procédé de l ' i n v e n t i o n dans le r é c e p t e u r d'un système de t r a n s - mission de d o n n é e s .

La f i g u r e 2 i l l u s t r e les d i f f é r e n t e s étapes du p r o c é - dé de l ' i n v e n t i o n ; les diagrammes de la partie 2a montrent les f r a c - tions du mot de s y n c h r o n i s a t i o n u t i l i s é e s et les diagrammes de la p a r - tie 2b r e p r é s e n t e n t la q u a n t i t é corrigée E* en fonction de l ' é c a r t de fréquence Λf.

La f i g u r e 3 représente des diagrammes en fonction du temps pour d i f f é r e n t s signaux et d i f f é r e n t e s grandeurs c a l c u l é e s au cours des étapes du procédé de l ' i n v e n t i o n .

La f i g u r e 4 est un schéma montrant un mode de r é a l i - sation d'un c i r c u i t déphaseur et d'un c i r c u i t de calcul de c o r r é l a - tions u t i l i s é s dans un r é c e p t e u r mettant en oeuvre le procédé de l ' i n - v e n t i o n .

La f i g u r e 5 montre un mode de r é a l i s a t i o n des c i r c u i t s c a l c u l a n t des q u a n t i t é s E et leur valeur moyenne.

La figure 6 montre un mode de r é a l i s a t i o n des c i r - . c u i t s c a l c u l a n t la q u a n t i t é corrigée E* et c a l c u l a n t un terme d ' é c a r t

de fréquence Af.

La figure 7 montre un mode de r é a l i s a t i o n des c i r c u i t s c a l c u l a n t la grandeur de la c o r r e c t i o n de fréquence fVCO et de la c o r - r e c t i o n de phase ϕVCO.

La figure 8 est un schéma r e p r é s e n t a n t , selon une v a - r i a n t e d i f f é r e n t e de la figure 1, la mise en oeuvre du procédé de l ' i n v e n t i o n dans le r é c e p t e u r d'un système de t r a n s m i s s i o n de données.

La figure 9 montre des diagrammes r e p r é s e n t a n t en f o n c - cion du temps la c o r r é l a t i o n complète entre le mot de s y n c h r o n i s a t i o n local et le signal reçu démodulé, ces diagrammes i l l u s t r a n t comment on o b t i e n t dans un r é c e p t e u r les s y n c h r o n i s a t i o n s de trame et d ' h o r l o - ge après la d e r n i è r e étape du procédé de l ' i n v e n t i o n .

La figure 10 montre la c o n f i g u r a t i o n d'un r é c e p t e u r , après sa s y n c h r o n i s a t i o n acquise à l ' a i d e du procédé de l ' i n v e n t i o n .

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La figure 11 r e p r é s e n t e des diagrammes complétant ceux de l a figure 3 et montrant des signaux de commande u t i l i s é s pour mettre en oeuvre le procédé de l ' i n v e n t i o n selon les schémas des f i g u r e s 1 et 8 .

Sur la figure 1, on a r e p r é s e n t é le schéma d'un récepteur d ' u n système de t r a n s m i s s i o n de données dans lequel est mis en oeuvre le p r o c é d é de c o r r e c t i o n de fréquence de l ' i n v e n t i o n . Dans l ' é m e t t e u r distant non r e - p r é s e n t é , une porteuse est modulée en phase et/ou en amplitude ou en f r é q u e n - ce par le signal de données à t r a n s m e t t r e , pour former le signal de p o r t e u s e modulé qui est transmis vers le r é c e p t e u r , par une voie de largeur de bande l i m i t é e . La t r a n s m i s s i o n est e f f e c t u é e par exemple par voie r a d i o .

Le signal modulé parvenant à l ' e n t r é e 1 du récepteur r e p r é s e n t é sur la figure 1, est appliqué aux deux c i r c u i t s mélangeurs 2 et 3 pour ê t r e démodulé par deux signaux de porteuse locale déphasés de 90°. Au mélangeur 2 est appliqué le signal de porteuse locale en phase, fourni directement par le générateur de porteuse locale 4 et au mélangeur 3 est appliqué le s i g n a l de porteuse locale en quadrature déduit du générateur 4 par un c i r c u i t 5 d é - phaseur de 90°. Les deux f i l t r e s p a s s e - b a s 6 et 7 connectés à la s o r t i e d e s mélangeurs 2 et 3 éliminent les composantes de fréquences s i t u é e s a u - d e s s u s de la bande u t i l i s é e pour la transmission et f o u r n i s s e n t respectivement des signaux démodulés en phase et en quadrature s et s.. Ces signaux s et s . sont respectivement la composante r é e l l e et la composante i m a g i n a i r e d'un signal en bande de base qui est r e p r é s e n t a t i f du signal de données ayant servi à moduler la porteuse dans l ' é m e t t e u r d i s t a n t . Les s i g n a u x s et si sont ensuite échantillonnés dans les c i r c u i t s 8 et 9 avec une fréquence d ' é c h a n t i l l o n n a g e H que l'on suppose pour l ' i n s t a n t é g a l e au rythme de modulation 1 H dans l ' é m e t t e u r , T étant l ' i n t e r v a l l e de mo- d u l a t i o n . La fréquence d ' é c h a n t i l l o n n a g e H est fournie par un g é n é r a - teur 10 d'horloge locale basse fréquence, déduite d'un générateur de rythme 11 de fréquence plus élevée. Si les t r a i t e m e n t s u l t é r i e u r s dans le récepteur sont e f f e c t u é s de façon numérique, ce qui est p r a t i q u e m e n t le cas dans un récepteur u t i l i s a n t le procédé de l ' i n v e n t i o n , l e s

é c h a n t i l l o n s formés dans les c i r c u i t s 8 et 9 y sont de plus c o n v e r t i s en numérique. La s y n c h r o n i s a t i o n du r é c e p t e u r étant supposée a c q u i s e , les é c h a n t i l l o n s en phase S et les échantillons en quadrature S. peuvent être appliqués d i r e c t e m e n t (ou par l ' i n t e r m é d i a i r e d'un é g a l i s e u r ) au c i r c u i t de décision du r é c e p t e u r , ce c i r c u i t de décision non r e p r é - senté, étant chargé de r e s t i t u e r les d o n n é e s .

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Mais une r e s t i t u t i o n correcte des données implique en premier lieu une r i g o u r e u s e s y n c h r o n i s a t i o n en fréquence et en phase de la porteuse l o c a l e u t i l i s é e dans le r é c e p t e u r pour la démo- d u l a t i o n , sur la p o r t e u s e du s i g n a l reçu. Une valeur typique de l a valeur maximale a d m i s s i b l e pour la différence entre les fréquences de ces deux p o r t e u s e s est de 1 Hz, ce qui, r a p p o r t é par exemple à une fréquence de porteuse radio de 30 MHz, correspond à une précision de 3 10-8. Comme la fréquence de la porteuse reçue peut dériver d'une q u a n t i t é bien s u p é r i e u r e à 1 Hz, pour diverses raisons t e l l e s que l ' e f - fet Doppler dans le cas de communications entre mobiles, il est n é c e s - saire avant chaque communication de c o r r i g e r la fréquence de la p o r - teuse locale de démodulation pour que la d i f f é r e n c e entre les f r é - quences de c e t t e p o r t e u s e locale et de la porteuse reçue ne d é p a s s e pas la l i m i t e a d m i s s i b l e .

Pour la r e s t i t u t i o n c o r r e c t e des données, il est n é c e s - saire également de synchroniser en fréquence et en phase le g é n é r a t e u r 10 de l ' h o r l o g e d ' é c h a n t i l l o n n a g e locale sur l ' i n f o r m a t i o n d ' h o r l o g e contenue dans le signal reçu, pour que l ' é c h a n t i l l o n n a g e des signaux s e t si s'opère dans les c i r c u i t s 8 et 9 avec la fréquence de modulation T et avec la phase o p t i m a l e .

Il est n é c e s s a i r e enfin pour la r e s t i t u t i o n c o r r e c t e des données d ' o p é r e r la s y n c h r o n i s a t i o n dite de trame qui permet de r e p é r e r le début de chaque communication. Cette s y n c h r o n i s a t i o n de

trame est obtenue de façon c l a s s i q u e , par la reconnaissance dans l e r é c e p t e u r d'un mot de s y n c h r o n i s a t i o n de trame émis avant chaque message de données. Cette r e c o n n a i s s a n c e peut s ' e f f e c t u e r en c a l c u l a n t l a fonction de c o r r é l a t i o n entre un mot de s y n c h r o n i s a t i o n de trame en- gendré localement dans le r é c e p t e u r et les é c h a n t i l l o n s du signal reçu démodulé qui sont formés à l ' a i d e des é c h a n t i l l o n s en phase et en quadrature Sr et Si. Pour l ' a c q u i s i t i o n rapide des synchronisations de porteuse et d ' h o r l o g e l o c a l e s , l ' a r t i c l e p r é c i t é de Meyers et Franks suggère d ' a g i r simultanément sur les phases de la porteuse de démodu- l a t i o n et de l ' h o r l o g e d ' é c h a n t i l l o n n a g e de façon à rendre maximale l a fonction de c o r r é l a t i o n c a l c u l é e pour acquérir la synchronisation de t r a m e .

La présente i n v e n t i o n , tout en u t i l i s a n t la séquence de synchronisation de trame, procède d'une autre manière et fournit un

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procédé de c o r r e c t i o n de fréquence de la porteuse locale se d é r o u - lant complètement au cours d'une période d ' é c h a n t i l l o n n a g e et p e r - mettant, à l ' i s s u e de c e t t e p é r i o d e , l ' a c q u i s i t i o n de la s y n c h r o n i - sation de la porteuse, de la s y n c h r o n i s a t i o n de trame et de la syn- c h r o n i s a t i o n de l ' h o r l o g e d ' é c h a n t i l l o n n a g e .

Afin de d é c r i r e plus aisément le procédé de l ' i n v e n - tion, on va d'abord e x p l i q u e r les p r i n c i p e s sur l e s q u e l s il est b a s é . Bien que ce procédé puisse s ' a p p l i q u e r à un système u t i l i s a n t n ' i m p o r - te quel type usuel de modulation, on va supposer pour s i m p l i f i e r l e s e x p l i c a t i o n s q u ' i l est appliqué dans un système de t r a n s m i s s i o n u t i - l i s a n t la modulation de phase à deux é t a t s .

Dans ces c o n d i t i o n s , le signal modulé, émis par l ' é m e t - teur d i s t a n t peut s ' é c r i r e :

A est l ' a m p l i t u d e de la p o r t e u s e w est la p u l s a t i o n de la p o r t e u s e

0K = ± 1 est un bit de données t r a n s m i s pendant l ' i n t e r v a l l e de temps t tel que KT < t ≤ (K + 1)T, T étant la période de modulation e t K e n t i e r c a r a c t é r i s a n t le temps.

La démodulation c o h é r e n t e du signal reçu peut s ' e f f e c - tuer dans le récepteur par battement du signal reçu avec une p o r t e u s e locale ayant la même fréquence et la même phase que la porteuse du s i -

· gnal reçu. Cette opération de battement est effectuée dans le mélan- geur 2 et, en supposant que le s i g n a l reçu a exactement la forme du signal émis a ( t ) , e l l e correspond à l ' e x p r e s s i o n :

Après é l i m i n a t i o n par le f i l t r e 6 de la composante à fréquence double du s i g n a l de b a t t e m e n t , on o b t i e n t le signal démodu-

qui, pour les deux valeurs possibles ± 1 de @K, prend la f o r m e :

Si la fréquence de la porteuse locale u t i l i s é e pour l a démodulation d i f f è r e d'une q u a n t i t é Δf de la fréquence de la p o r t e u s e du signal reçu, le signal démodulé s ' é c r i t :

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Δω = 211 Δf, étant la d i f f é r e n t e de p u l s a t i o n s des deux p o r t e u s e s . Le signal démodulé est donc a f f e c t é d'une modulation d ' a m p l i t u d e , au rythme de l ' é c a r t de fréquence Af. Cette modulation d ' a m p l i t u d e peut gravement p e r t u r b e r la r e s t i t u t i o n c o r r e c t e des don- nées dans le c i r c u i t de décision du r é c e p t e u r .

La d é t e c t i o n dans le récepteur du mot de s y n c h r o n i s a - tion de trame émis avant chaque message de données est également a f - f e c t é e par une d i f f é r e n c e de fréquence entre la porteuse locale et l a porteuse du signal reçu. Si le mot de s y n c h r o n i s a t i o n comporte n b i t s , c e t t e d é t e c t i o n s ' e f f e c t u e de façon usuelle en calculant la f o n c t i o n de c o r r é l a t i o n G entre une copie locale du mot de synchronisation e t le signal démodulé.

On appelle @l la suite des n bits du mot de s y n c h r o n i - sation local (l e n t i e r v a r i a n t de 0 à n - 1), @K(l) une suite de n b i t s de données contenus dans le signal reçu ; la durée d'un bit é t a n t la période T de modulation, la fonction d e c o r r é l a t i o n G s ' é c r i t en u t i l i s a n t la formule ( 1 )

Quand il y a i d e n t i t é entre la suite @K(l) du s i g n a l reçu et la suite @(l) du mot de s y n c h r o n i s a t i o n local, la fonction de c o r r é l a t i o n G devient, en supposant pour s i m p l i f i e r le facteur d ' a m p l i - t u d e 2 égal à 1 :

On peut montrer que Gm s ' é c r i t

Ainsi la valeur G prise par la fonction de c o r r é l a - tion G pour deux suites @l et @K(l) identiques, n'est pas maximale e t égale à 1, mais dépend de l ' é c a r t de fréquence entre les porteuses r e - çue et l o c a l e , ce qui peut p e r t u r b e r gravement la d é t e c t i o n du mot de

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s y n c h r o n i s a t i o n . Ainsi, on déduit aisément de la formule (2) que l a valeur Gm de la fonction de corrélation s'annule pour des écarts de fréquence Δf t e l s q u e :

La d é t e c t i o n c o r r e c t e du mot de s y n c h r o n i s a t i o n n é c e s s i t e donc que l ' é c a r t de fréquence Δf soit plus p e t i t que 1 nT

Le procédé de l ' i n v e n t i o n est destiné à c o r r i g e r c e t écart de fréquence Δf pour permettre d'abord la détection correcte du mot de s y n c h r o n i s a t i o n de trame, puis la démodulation c o r r e c t e d e s données t r a n s m i s e s après l ' a c q u i s i t i o n de la s y n c h r o n i s a t i o n de t r a m e . Ce procédé est basé sur une évaluation de l ' é c a r t de phase moyen dû à cet écart de fréquence et e x i s t a n t entre deux f r a c t i o n s égales et c o n - s é c u t i v e s du mot de s y n c h r o n i s a t i o n . On se place d'abord dans le c a s où ces deux f r a c t i o n s sont les deux moitiés du mot de s y n c h r o n i s a t i o n , Avec un mot de s y n c h r o n i s a t i o n de n b i t s , l ' é c a r t de phase entre l e s deux blocs formant les deux moitiés de ce mot e s t :

N = 2 étant le nombre de bits de chaque b l o c .

Pour évaluer cet écart de phase Δϕ, on u t i l i s e l e s é c h a n t i l l o n s en p h a s e e t en quadrature du signal reçu démodulé, e t l e s é c h a n t i l l o n s en phase et en quadrature du mot de s y n c h r o n i s a t i o n

local et l'on c a l c u l e 4 f o n c t i o n s de c o r r é l a t i o n que l'on appelle par la suite des c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s p u i s q u ' e l l e s portent chacune s u r une f r a c t i o n du mot de s y n c h r o n i s a t i o n .

- la c o r r é l a t i o n p a r t i e l l e C1r entre la première moitié des é c h a n t i l l o n s en phase du mot de s y n c h r o n i s a t i o n et une première s u i t e de N é c h a n - t i l l o n s du signal démodulé en p h a s e ;

- la c o r r é l a t i o n p a r t i e l l e C 2 entre la deuxième moitié des é c h a n t i l l o n s en phase du mot de s y n c h r o n i s a t i o n et une deuxième suite de N é c h a n - t i l l o n s du signal démodulé en phase, cette deuxième suite étant c o n - sécutive à la p r e m i è r e ;

- la c o r r é l a t i o n p a r t i e l l e C qui est analogue à la c o r r é l a t i o n p a r t i e l - le C1r, mais u t i l i s e des é c h a n t i l l o n s en q u a d r a t u r e ;

- la c o r r é l a t i o n p a r t i e l l e C2i qui est analogue à la c o r r é l a t i o n p a r t i e l - le C2r, mais u t i l i s e des é c h a n t i l l o n s en q u a d r a t u r e .

(13)

En posant Δϕ' = (N - 1).Δω.T, on peut montrer que, l o r s q u ' i l y a i d e n t i t é entre les é c h a n t i l l o n s du mot de s y n c h r o n i s a - tion et du signal démodulé, les fonctions de corrélation C1r, C2r, C1i, C2i prennent les v a l e u r s :

Pour des valeurs de C1r, C2r, C., C2i données par l e s

2 2

formules ( 3 ) l a q u a n t i t é E = C1r.C2i - C2r.C1i prend la v a l e u r :

Cette quantité E est souvent appelée par la s u i t e " e r r e u r " p u i s q u ' e l l e r e p r é s e n t e l ' é c a r t de phase Δϕ et f i n a l e m e n t l ' é c a r t de fréquence e n - tre la porteuse reçue et la porteuse l o c a l e .

Comme les c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s dépendent du n i v e a u du signal reçu, l ' e r r e u r E calculée de cette manière dépend aussi du niveau du signal reçu. Pour s ' a f f r a n c h i r des v a r i a t i o n s possibles du niveau du signal reçu, on peut corriger l ' e r r e u r E en la divisant par un terme de c o r r e c t i o n égal à la somme des carrés des é c h a n t i l l o n s en phase et en q u a d r a t u r e du signal reçu démodulé. On obtient alors une erreur c o r r i g é e E* ne dépendant que de l ' é c a r t de phase Δϕ èt t e l l e q u e :

(14)

Pour un écart de phase très f a i b l e par rapport à π 2,

le f a c t e u r r e s t e t r è s voisin de 1 et l ' e r r e u r c o r r i g é e

E* devient pratiquement égale à sinΔϕ.

Mais il est p r é f é r a b l e d ' e f f e c t u e r la correction de l ' e r r e u r E en u t i l i s a n t les c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s (C1r, C1i.) ou (C2r C2i) r r et en d i v i s a n t cette erreur E par les quantités (C1r)2 + (C1i)2 ou

(C2r)2 + ( C . ) . On peut voir aisément que ces q u a n t i t é s sont t e l l e s que :

k t r a d u i s a n t l ' a m p l i t u d e du signal reçu. Par conséquent en e f f e c t u a n t de c e t t e manière la c o r r e c t i o n de l ' e r r e u r E, on o b t i e n t r i g o u r e u s e - m e n t :

E* = sin Δϕ.

L ' é c a r t de phase Δϕ étant déterminé d'une manière ou d'une autre à p a r t i r de l ' e r r e u r corrigée E*, il est possible de d é - terminer l ' é c a r t de fréquence Δf ayant donné n a i s s a n c e à cet écart de phase, puisque Δϕ = N Δω T = N 2π Δf T. Cet écart de fréquence Δf me- suré peut être u t i l i s é alors pour c o r r i g e r la f r é q u e n c e d e l a p o r t e u - se locale u t i l i s é e pour la d é m o d u l a t i o n .

Un procédé de c o r r e c t i o n de fréquence basé sur les c o r - r é l a t i o n s sur deux moitiés du mot de s y n c h r o n i s a t i o n offre une c e r t a i - ne l i m i t a t i o n en ce qui concerne le domaine de l ' é c a r t de fréquence Δf mesurable. En e f f e t , pour déterminer sans ambiguité l ' é c a r t de phase Δϕ entre ces deux moitiés du mot de s y n c h r o n i s a t i o n , à p a r t i r de l ' e r - reur c o r r i g é e E* que l ' o n p e u t supposer maintenant égale à sin Δϕ, i l est n é c e s s a i r e que |Δϕ| < π 2 Pour une cadence d ' é c h a n t i l l o n n a g e y don- née, il en r é s u l t e que le d i s p o s i t i f envisagé ne peut mesurer et donc c o r r i g e r que des écarts de fréquence i n f é r i e u r s à une valeur maximale

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Δf max t e l l e que

s o i t

On peut noter ici que l'on peut étendre la l i m i t a t i o n de l ' é c a r t de fréquence Δf mesurable, de t e l l e s o r t e que |Δϕ| < π, s i en plus de E = C1r C2i - C C1i, on c a l c u l a i t la q u a n t i t é F = C1r C2r + C1i C2i qui, après avoir été c o r r i g é e de la même manière que E, donne la quan- t i t é corrigée F* = cos Δϕ.

L ' é c a r t de fréquence maximal mesurable Δfmax peut ê t r e i n s u f f i s a n t pour c o r r i g e r l ' é c a r t de fréquence réel. Pour l ' a u g m e n t e r , il est c l a i r que l'on peut diminuer la longueur des f r a c t i o n s de mot de s y n c h r o n i s a t i o n sur l e s q u e l l e s portent les c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s . Pour doubler par exemple l ' é c a r t de fréquence maximal mesurable, on d i - vise le mot de s y n c h r o n i s a t i o n de longueur n = 2N en 4 f r a c t i o n s é g a - les de longueur N' = 2. Dans ce cas, le procédé de correction de f r é - quence e f f e c t u a n t les c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s sur des f r a c t i o n s de longueur N' peut mesurer un écart de fréquence a l l a n t j u s q u ' à Δf'max tel q u e :

En d i v i s a n t le mot de s y n c h r o n i s a t i o n en f r a c t i o n s de longueur encore plus p e t i t e , on augmente encore la plage d ' é c a r t s de fréquence mesurables. Mais il est c l a i r t o u t e f o i s que cette augmenta- tion de plage se f a i t au détriment de la p r é c i s i o n de mesure de

l ' é c a r t de fréquence, c e t t e p r é c i s i o n variant comme la longueur des f r a c t i o n s u t i l i s é e s pour la mesure.

Pour p a l l i e r cet inconvénient, l ' i n v e n t i o n p r é c o n i s e d ' o p é r e r en p l u s i e u r s étapes pendant chacune d e s q u e l l e s un écart de fréquence est mesuré en u t i l i s a n t des f r a c t i o n s du mot de s y n c h r o n i s a - tion d'une longueur déterminée et à l ' i s s u e de laquelle une c o r r e c t i o n de fréquence correspondant à l ' é c a r t mesuré est e f f e c t u é e . Dans l a succession des étapes les mesures sont e f f e c t u é e s avec des f r a c t i o n s de longueur c r o i s s a n t e de sorte que la plage d ' é c a r t s de fréquence mesurables diminue. Mais puisque des c o r r e c t i o n s de fréquence s o n t f a i t e s à l ' i s s u e de chaque étape avant d ' e f f e c t u e r la mesure s u i v a n t e ,

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les é c a r t s de fréquence à mesurer dans la succession des étapes d i - minuent également, tandis que la précision de la mesure augmente.

Toutes les formules données c i - d e s s u s pour déterminer l ' é c a r t de fréquence Δf à p a r t i r de c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s p o r t a n t sur deux moitiés du mot de s y n c h r o n i s a t i o n s ' é t e n d e n t aisément à une étape quelconque où l'on u t i l i s e d e s c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s p o r t a n t s u r d e s f r a c t i o n s c o n s é c u t i v e s de longueur quelconque du mot de s y n - c h r o n i s a t i o n .

Ainsi, si (k - 1) et k sont l ' o r d r e de deux f r a c t i o n s c o n s é c u t i v e s de même longueur du mot de s y n c h r o n i s a t i o n , on d é t e r m i n e les c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s en phase Cr(k - 1), C (k) et les c o r r é l a - tions p a r t i e l l e s en quadrature Ci(k - 1), C i ( k ) .

A p a r t i r de ces c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s on peut c a l c u - ler une erreur E d'après l ' e x p r e s s i o n

L ' e r r e u r E c o r r i g é e en fonction du niveau du s i g n a l reçu v a u t :

où Δϕ est l ' é c a r t de phase entre les deux f r a c t i o n s du mot de s y n c h r o - n i s a t i o n et b le nombre de bits de chacune de ces f r a c t i o n s .

Pour de f a i b l e s valeurs de l ' é c a r t de phase Δϕ ou en f a i s a n t une correction u t i l i s a n t la somme des carrés des c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s , comme on l ' a expliqué c i - d e s s u s , l ' e r r e u r E corrigée v a u t p r a t i q u e m e n t :

(7) E* = sin (Δϕ)

Lorsque le nombre de f r a c t i o n s du mot de s y n c h r o n i s a - tion u t i l i s é e s au cours d'une étape est plus élevé que 2, il est avantageux, pour améliorer la p r é c i s i o n de la mesure d ' é c a r t de f r é q u e n c e , de c a l c u l e r p l u s i e u r s e r r e u r s E, d'en prendre la valeur moyenne E e t de c a l c u l e r l ' e r r e u r corrigée E* à p a r t i r de cette valeur moyenne E . A p a r t i r de la formule (6) ou pratiquement à p a r t i r de la formule (7), on peut obtenir l ' é c a r t de phase Δϕ. L ' é c a r t de f r é - quence Δf ayant donné lieu à cet écart de phase Δϕ pour deux f r a c t i o n s

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de b bits peut être obtenu à l ' a i d e de la r e l a t i o n :

Dans un processus à P étapes, on détermine donc à l ' i s - sue de chaque étape d ' o r d r e p un écart de fréquence Δfp, puis la som-

qui c o n s t i t u e une c e r t a i n e e s t i m a t i o n pour cette étape de l a grandeur de c o r r e c t i o n de fréquence à apporter à la porteuse l o c a l e . Cette somme formée à l ' i s s u e de la dernière étape d'ordre P est la v a - leur à r e t e n i r pour cette correction de fréquence, lors de la t r a n s - mission de données suivant l ' a c q u i s i t i o n de la s y n c h r o n i s a t i o n de t r a - me.

Pour d é t e r m i n e r la longueur et le découpage du mot de s y n c h r o n i s a t i o n qui sont n é c e s s a i r e s pour un processus de correction de fréquence à p l u s i e u r s é t a p e s , on doit t e n i r compte de deux c o n t r a i n t e s : - l ' é c a r t maximal de fréquence à m e s u r e r ,

- la p r é c i s i o n requise sur la mesure d ' é c a r t de f r é q u e n c e .

L ' é c a r t maximal de fréquence impose la longueur maximale des plus p e t i t e s f r a c t i o n s du mot de s y n c h r o n i s a t i o n u t i l i s é e s dans la première étape où la mesure d ' é c a r t de fréquence est la moins p r é c i s e . La p r é c i s i o n f i n a l e requise détermine la longueur minimale des deux f r a c t i o n s u t i l i s é e s dans la dernière étape. Un processus à P é t a p e s peut être mis en oeuvre en découpant le mot de s y n c h r o n i s a t i o n de n bits en f r a c t i o n s é l é m e n t a i r e s dont le nombre de bits est r e s p e c - t i v e m e n t : n 2p n 2p-1 ... n 22 , n 2 Les deux c o n t r a i n t e s p r é c i t é e s s e r o n t r e s p e c t é e s si les plus p e t i t e s f r a c t i o n s de n 2p bits permettent e f f e c - tivement de mesurer l ' é c a r t de fréquence i n i t i a l imposé et si les deux plus grandes f r a c t i o n s de 2 bits donnent à la mesure toute la p r é c i - sion r e q u i s e .

La figure 2 représente des diagrammes destinés à i l - l u s t r e r le procédé de l ' i n v e n t i o n lorsque c e l u i - c i se déroule par exemple en 4 étapes. Dans la p a r t i e 2a de la f i g u r e , on a r e p r é s e n t é pour chaque étape d ' o r d r e p = 1, 2, 3 et 4, le mot de s y n c h r o n i s a t i o n à n = 2N bits divisé en q f r a c t i o n s de même longueur dans chaque é t a p e . Dans la partie 2b on a r e p r é s e n t é pour chaque étape 1, 2, 3 ou 4 l a courbe de l ' e r r e u r corrigée E* = sin Δϕ en fonction de l ' é c a r t de fréquence Δf.

(18)

Dans l ' é t a p e 1, le mot de s y n c h r o n i s a t i o n divisé en q = 24 = 16 f r a c t i o n s ayant chacune une longueur de n 16 b i t s . On p e u t ainsi c a l c u l e r 16 c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s en phase et en q u a d r a t u r e , former 15 e r r e u r s E dont on prend la moyenne et déterminer enfin une erreur c o r r i g é e E* qui est p r a t i q u e m e n t t e l l e que E* = sin(Δϕ1), Δϕ1 étant l ' é c a r t de phase moyen entre deux f r a c t i o n s . On peut en d é d u i r é l ' é c a r t de phase Δϕ1, puis l ' é c a r t de fréquence Δf1 par la r e l a t i o n

Sur l a p a r t i e 2b de la f i g u r e , la courbe de l ' e r r e u r corrigée E* en fonction de Δf1 a la forme d'une arche de sinusoïde. Sa partie u t i l e r e p r é s e n t é e en t r a i t s gras est l i m i t é e à la valeur maximale Δ f m a x de l ' é c a r t de fréquence Δf1, pour laquelle l ' é c a r t de phase

Δϕ1 = 2. On peut voir aisément que Δflmax - 2 NT- A la fin de cette é t a p e 1, la fréquence de la porteuse locale est corrigée de l ' é c a r t d e f r é - quence Δf1 mesuré, ce qui se t r a d u i t par une c o r r e c t i o n sur la phase du signal démodulé à c o r r é l e r avec les f r a c t i o n s du mot de s y n c h r o - n i s a t i o n u t i l i s é e s dans l ' é t a p e 2 s u i v a n t e .

Dans l ' é t a p e 2, le mot de s y n c h r o n i s a t i o n est d i v i s é en q = 23 = 8 f r a c t i o n s ayant chacune une longueur de n 8 b i t s . E n t r e deux f r a c t i o n s c o n s é c u t i v e s il e x i s t e encore un écart de phase Δϕ2 dû à l ' e s t i m a t i o n i m p a r f a i t e de l ' é c a r t de fréquence lors de l ' é t a p e 1.

Mais on s ' a r r a n g e pour que ce déphasage Δϕ2 soit i n f é r i e u r à 1, de sorte que l ' é c a r t de fréquence r e s t a n t Δf2 est i n f é r i e u r à l ' é c a r t maximal de fréquence Δf2max qui est la moitié de l ' é c a r t maximal

Δf1max' s o i t Δf2max = 1 NT (voir p a r t i e 2b de la f i g u r e ) . Dans c e t t e étàpe 2 on peut f a i r e une e s t i m a t i o n de l ' é c a r t de fréquence Δf2 en c a l c u l a n t 7 e r r e u r s . E dont on prend la valeur moyenne. A la fin de l ' é t a p e 2, l ' é c a r t de fréquence Af2 mesuré est pris en compte pour c o r - riger la phase du signal démodulé à c o r r é l e r avec des f r a c t i o n s du mot de s y n c h r o n i s a t i o n dans l ' é t a p e 3 s u i v a n t e .

Dans l ' é t a p e 3, le mot de s y n c h r o n i s a t i o n est divisé en q = 22 = 4 f r a c t i o n s ayant chacune une longueur de n 4 bi ts et entre l e s - quelles s u b s i s t e un écart de phase Δϕ3. L ' é c a r t de fréquence maximal mesurable est Δf3max = 1 2NT- L'estimation de l ' é c a r t de fréquence Δf3 peut se f a i r e en c a l c u l a n t 3 e r r e u r s E dont on prend la valeur moyenne.

(19)

A la fin de c e t t e étape, l ' é c a r t de fréquence mesuré Δf3 est p r i s en compte pour c o r r i g e r la phase du signal démodulé à c o r r é l e r avec des f r a c t i o n s du mot de s y n c h r o n i s a t i o n dans l ' é t a p e 4 s u i v a n t e .

Dans l ' é t a p e 4 le mot de s y n c h r o n i s a t i o n est d i v i s é en q = 2 moitiés ayant chacune une longueur de N = 2 bits et e n t r e l e s q u e l l e s s u b s i s t e l ' é c a r t de phase Δϕ4. L ' é c a r t de fréquence maximal mesurable est Δf4max - 1 4NT' L'écart de fréquence Δf4 est mesuré en c a l c u l a n t l ' e r r e u r E à p a r t i r des deux moitiés du mot de s y n c h r o - n i s a t i o n . A la fin de cette étape 4 l ' é c a r t de fréquence mesuré peut être pris en compte pour corriger la phase du signal démodulé qui, dans une étape u l t é r i e u r e ne faisant pas partie du processus de c o r - r e c t i o n de fréquence proprement dit, peut être corrélé avec la t o t a l i - té du mot de s y n c h r o n i s a t i o n , dans le but d ' a c q u é r i r la s y n c h r o n i s a - tion de trame et éventuellement d'horloge d ' é c h a n t i l l o n n a g e , comme on l ' e x p l i q u e r a par la s u i t e .

A l ' i s s u e de la d e r n i è r e étape 4 du processus de c o r - r e c t i o n de fréquence proprement d i t , la c o r r e c t i o n de fréquence de l a porteuse l o c a l e à r e t e n i r est la somme des 4 é c a r t s de fréquence mesu- rés soit Δf1 + Δf2 + Lf3 + Óf4. Cette correction de fréquence est u t i - l i s é e e f f e c t i v e m e n t pour la démodulation du signal reçu, lorsque l a s y n c h r o n i s a t i o n de trame est a c q u i s e .

On va maintenant décrire la c o n s t i t u t i o n d'un d i s p o s i - t i f mettant en oeuvre le procédé de l ' i n v e n t i o n à l ' a i d e de la f i g u r e 1 et son fonctionnement dans le cas d'un processus à 4 étapes à l ' a i - de de la f i g u r e 3.

Selon la figure 1, le d i s p o s i t i f de c o r r e c t i o n de f r é - quence comporte une mémoire 12 qui peut être connectée à la s o r t i e d e s c i r c u i t s 8 et 9 par l ' i n t e r m é d i a i r e d e s c i r c u i t s portes 13 et 14 r e - p r é s e n t é s sous forme de c o n t a c t s . Ces c i r c u i t s portes sont commandés par un s i g n a l H' fourni par 1& c i r c u i t de séquencement 29 pour emmagasiner dans la mémoire 12 chaque paire d ' é c h a n t i l l o n s Sr et Si f o u r n i s par les c i r c u i t s 8 et 9. Le c i r c u i t de séquencement 29 r e ç o i t des impulsions de la base de temps 11 et f o u r n i t tous les a u t r e s signaux de commande n é c e s s a i r e s au fonctionnement du d i s p o s i t i f . La mémoire 12 est dimensionnée pour emmagasiner des paires d ' é c h a n t i l l o n s S et Si en nombre égal au nombre n de bits du mot de s y n c h r o n i s a t i o n . Ces é c h a n t i l l o n s emmagasinés S , Si peuvent être analogiques ou numériques

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selon la t e c h n o l o g i e u t i l i s é e dans le d i s p o s i t i f . Le diagramme 3a sur la f i g u r e 3 r e p r é s e n t e deux impulsions consécutives du signal H' qui sont s é p a r é e s par la période T de l ' é c h a n t i l l o n n a g e e f f e c t u é dans les c i r c u i t s 8 et 9. Dn suppose pour l ' i n s t a n t que cette période e s t la même que la période T de m o d u l a t i o n .

Tout le processus de correction de fréquence de l a porteuse l o c a l e doit complètement s ' e f f e c t u e r pendant c e t t e période T , après l ' e n t r é e de chaque nouvelle paire d ' é c h a n t i l l o n s . d a n s la mémoire 12. Pour cela la mémoire 12 r e ç o i t un signal d ' h o r l o g e de l e c t u r e r a - pide h et ayant une fréquence s u f f i s a n t e pour que, pendant la p é r i o - de T, il apparaisse aux deux s o r t i e s de la mémoire autant de séquences de n é c h a n t i l l o n s S et de n é c h a n t i l l o n s Si qu'il est nécessaire pour le déroulement complet du p r o c e s s u s .

Les signaux x et y apparaissant aux deux s o r t i e s de l a mémoire 12 sont les composantes r é e l l e et imaginaire d'un signal complexe z. Ils sont appliqués à u n d i s p o s i t i f de r o t a t i o n de phase 15 dont le rôle est de f a i r e tourner la phase de chaque é c h a n t i l l o n dans chaque séquence de n é c h a n t i l l o n s du signal complexe z, d'un angle de phase ϕVCD, correspondant à la c o r r e c t i o n de fréquence fVCD formée par le d i s p o s i t i f de c o r r e c t i o n de fréquence à l ' i s s u e de chaque é t a - pe. Le d i s p o s i t i f 15 f o u r n i t les composantes r é e l l e et imaginaire X et Y d'un s i g n a l complexe Z, en e f f e c t u a n t le c a l c u l :

Les q u a n t i t é s sin ϕVCD et cos ϕVCD u t i l i s é e s dans l e c i r c u i t 15 proviennent d'une mémoire morte 16 qui est adressée par l a phase ϕVCD f o u r n i e par le g é n é r a t e u r de phase 17 au rythme de l ' h o r l o - ge rapide h. Le générateur 17 élabore la phase ϕVCD à p a r t i r de l a c o r r e c t i o n de fréquence fVCD fournie par le générateur de c o r r e c t i o n de fréquence 18.

Les é c h a n t i l l o n s des signaux X et Y sont a p p l i q u é s aux c i r c u i t s de calcul de c o r r é l a t i o n 19 et 20 auxquels sont a p p l i q u é s également des é c h a n t i l l o n s des composantes r é e l l e et imaginaire X' et Y' du mot de s y n c h r o n i s a t i o n l o c a l . Les n é c h a n t i l l o n s de chaque séquence de X' et Y' sont stockés dans la mémoire morte 21 et lus au

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rythme de l ' h o r l o g e rapide h, chaque séquence étant r e p r o d u i t e a u t a n t de fois q u ' i l est n é c e s s a i r e pour le déroulement complet du p r o c e s s u s . Pour un système de t r a n s m i s s i o n u t i l i s a n t la modulation de phase et . d ' a m p l i t u d e , les n é c h a n t i l l o n s X' et Y' r e p r o d u i s e n t les états de p h a - se 6K et les états d'amplitude correspondant aux n bits du mot de s y n - c h r o n i s a t i o n émis ; pour une modulation de phase seulement (type PSK), l e s n é c h a n t i l l o n s X' et Y' sont simplement cos @K et sin @K.

Dans les c i r c u i t s de calcul de c o r r é l a t i o n 19 et 20 est e f - fectuée une accumulation de produits des échantillnns X, X' d'une part e t Y , Y ' d ' a u t r e part. Le signal d ' é c h a n t i l l o n n a g e H1 montré sur le diagramme 3b commande la l e c t u r e , dans les c i r c u i t s 19 et 20 des r é s u l t a t s d e s c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s , tandis que le signal de remise à zéro RAZ1 mon- tré sur le diagramme 3c remet à zéro les r é s u l t a t s des c o r r é l a t i o n s p a r - t i e l l e s immédiatement après leur l e c t u r e par le signal H1. La p é r i o d e des signaux H1 et RAZ1 définit la longueur des fractions de mot de syn- c h r o n i s a t i o n u t i l i s é e s pour le calcul des c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s . Com- me le montre la f i g u r e 3, c e t t e période est d i f f é r e n t e selon que le p r o - cessus se trouve dans les étapes 1, 2, 3 ou 4 .

Les c i r c u i t s de calcul 19 et 20 f o u r n i s s e n t respectivement l e s r é s u l t a t s de c o r r é l a t i o n p a r t i e l l e Cr(k) et Ci(k), k d é f i n i s s a n t l ' o r d r e de chaque c o r r é l a t i o n p a r t i e l l e dans chaque étape. Le diagramme 3d m o n - tre que pendant l ' é t a p e 1 sont fournis 16 r é s u l t a t s C (k), C i ( k ) n u m é r o - tés de 0 à 15, pendant l ' é t a p e 2 sont f o u r n i s 8 r é s u l t a t s numérotés de 0 à 7, pendant l ' é t a p e 3 sont fournis 4 r é s u l t a t s numérotés de 0 à 3 e t pendant l ' é t a p e 4 sont fournis 2 r é s u l t a t s Cr(k) et Ci(k) numérotés 0 et 1.

Les r é s u l t a t s s u c c e s s i f s des c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s sont ap- pliqués au c i r c u i t de calcul 22 qui, à p a r t i r des paires de c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s c o n s é c u t i v e s C r ( k - 1 ) , C r ( k ) e t C i ( k - 1 ) , C i ( k ) engendrées au rythme de H1, calcule des termes d ' e r r e u r E, suivant l ' e x p r e s s i o n (5) c i - d e s s u s .

Chaque terme d ' e r r e u r E dépend de l ' é c a r t de phase Δϕ e n t r e les deux f r a c t i o n s c o n s é c u t i v e s du mot de synchronisation u t i l i s é e s

pour f o u r n i r les c o r r é l a t i o n s p a r t i e l l e s C (k), Ci(k) et Cr(k-1), C i ( k - 1 ) . Comme le montre le diagramme 3e les termes d ' e r r e u r calculés c o r r e s p o n - dent à des é c a r t s de phase Δϕ1 pendant l ' é t a p e 1, Δϕ2 pendant l ' é t a p e 2, Δϕ3 pendant l ' é t a p e 3 et enfin à un écart de phase Δϕ4 pendant l ' é t a p e 4.

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Les termes d ' e r r e u r E s u c c e s s i f s a i n s i c a l c u l é s prenant 15 v a l e u r s E1 au, cours de l ' é t a p e 1, 7 valeurs E2 au cours d e l ' é t a p e 2, 3 v a l e u r s E3 au cours d e l ' é t a p e 3 et une v a - leur E4 au cours de l ' é t a p e 4, sont appliqués au c i r c u i t 23

dans lequel on en prend la moyenne à l ' i s s u e des étapes 1, 2 , 3 et 4. Pour cela, comme le montre le diagramme 3f, on procède dans le c i r c u i t 23 à une accumulation des e r r e u r s E avec une remise à zéro des r é s u l t a t s de l ' a c c u m u l a t i o n à la fin de c h a - que étape. Cette remise à zéro est commandée par un s i g n a l -RAZ 3. Les r é s u l t a t s d ' a c c u m u l a t i o n j u s t e avant cette remise à

zéro sont d i v i s é s par le nombre Nm des termes d ' e r r e u r accumulés (N = 15, 7, 3 ou 1) de s o r t e que le r é s u l t a t de c e t t e d i v i s i o n c o n s t i t u e la v a l e u r moyenne des termes d ' e r r e u r . Les termes d ' e r - reur moyens E1m, E2m, E3m, E4m= E4, a p p a r a i s s e n t r e s p e c t i v e m e n t -à l ' i s s u e des étapes 1, 2, 3, 4 sous la commande d'un s i g n a l

d ' é c h a n t i l l o n n a g e H2.

Sur la f i g u r e 11 d e s t i n é e à compléter la figure 3, sont r e p r é s e n t é s d i f f é r e n t s signaux de commande u t i l i s é s dans l e d i s p o s i t i f de l ' i n v e n t i o n . Le d i a g r a m m e . l l a d e s t i n é à f i x e r l ' é c h e l l e des temps, r e p r é s e n t e comme le diagramme 3a deux impulsions c o n s é c u t i v e s du s i g n a l H', qui sont séparées par l a période d ' é c h a n t i l l o n n a g e T. Ce diagramme l l a montre é g a l e m e n t les périodes de temps pendant l e s q u e l l e s se déroulent les é t a p e s 1, 2, 3 et 4. Les diagrammes llb et llc r e p r é s e n t e n t r e s p e c t i v e - -ment les impulsions du signal d ' é c h a n t i l l o n n a g e H2 et du s i g n a l

de remise à zéro RAZ 2, c e s s i g n a u x appliqués au c i r c u i t 23 e x e r - çant les f o n c t i o n s d é c r i t e s c i - d e s s u s au moyen d'impulsions s e produisant à la fin des étapes 1, 2, 3 et 4 .

Les termes d ' e r r e u r moyens engendrés dans le c i r c u i t 23 sont appliqués au c i r c u i t 24 pour ê t r e c o r r i g é s en niveau, de façon à obtenir des termes d ' e r r e u r c o r r i g é s E*,, E*2 , E*3 , E*4 égaux pratiquement à sin Δϕ1, sin Δϕ2, sin Δϕ3, sin Δϕ4. Le d i a - gramme 3g montre que ces q u a n t i t é s a p p a r a i s s e n t successivement à l ' i s s u e des étapes 1, 2, 3 et 4 . '

Pour c e t t e c o r r e c t i o n de niveau, on peut a v a n t a g e u s e - ment accumuler les sommes des carrés des r é s u l t a t s des c o r r é l a t i o n s

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p a r t i e l l e s f o u r n i s par l e s c i r c u i t s 19 et 20, en r e - m e t t a n t à z é r o par le s i g n a l RAZ2 le r é s u l t a t de l ' a c - c u m u l a t i o n à la fin de c h a q u e é t a p e . Les t e r m e s d ' e r - r e u r c o r r i g é s en n i v e a u s ' o b t i e n n e n t en d i v i s a n t l e s t e r m e s d ' e r r e u r moyens c a l c u l é s dans le c i r c u i t 23 par l e s r é s u l t a t s d ' a c c u m u l a t i o n f o r m é s comme on v i e n t de l ' e x p l i q u e r dans le c i r c u i t 24. Les e r r e u r s c o r r i g é e s a p p a r a i s s e n t à la s o r t i e du c i r c u i t 24 s o u s la commande du s i g n a l d ' é c h a n t i l l o n n a g e H2.

Les e r r e u r s c o r r i g é e s E* s o n t a p p l i q u é e s au c i r c u i t 25 dont le r ô l e e s t de d é t e r m i n e r l ' é c a r t de f r é q u e n c e m e s u r é à l ' i s s u e de c h a q u e é t a p e . P o u r c e l a , ce c i r c u i t c o m p o r t e d ' a b o r d des moyens p o u r d é t e r m i n e r l e s é c a r t s de p h a s e àf en f o n c t i o n d e s e r r e u r s c o r r i g é e s E*. On p e u t u t i l i s e r pour c e l a u n e m é m o i r e m o r t e dans l a q u e l l e s o n t s t o c k é e s l e s q u a n - t i t é s Δϕ - arc sin E*, la l e c t u r e de c e t t e m é m o i r e

é t a n t r é a l i s é e par des a d r e s s e s c o n s t i t u é e s par l e s t e r m e s E*. On peut o b t e n i r é g a l e m e n t l e s é c a r t s de p h a s e par c a l c u l , en u t i l i s a n t des a p p r o x i m a t i o n s s i m p l e s de la f o n c t i o n Δϕ = arc s i n E*. A p a r t i r

des é c a r t s de phase Δϕ1, Δϕ2 Δϕ3 Δϕ4 d é t e r m i - n é s pour chaque é t a p e , le c i r c u i t 25 d é t e r m i n e l e s

é c a r t s d e f r é q u e n c e c o r r e s p o n d a n t s Δf1, Δf2, Δ f 3 , Δ f 4 e n u t i l i s a n t la r e l a t i o n (8) c i - d e s s u s . P o u r l ' a p p l i c a t i o n de c e t t e f o r m u l e , le nombre de b i t s b à p r e n d r e en c o n s i d é r a t i o n pour l e s é t a p e s 1, 2, 3 e t 4, e s t r e s p e c t i v e m e n t n 16 n 8, n 4, n 2, n é t a n t l e

nombre de b i t s t o t a l du mot de s y n c h r o n i s a t i o n . Le d i a g r a m m e 3h m o n t r e les i n t e r v a l l e s de temps s u i v a n t l e s é t a p e s 1, 2, 3 et 4, p e n d a n t l e s q u e l s s o n t a c q u i s l e s é c a r t s de f r é q u e n c e Δf1, Δf2, Δ f 3 , Δf4 .