LES COMPOSANTS DE PUISSANCE

F. NACERI Page 1

_______________________________________________________

Chapitre I

LES COMPOSANTS DE PUISSANCE

__________________________________________________________

L’objet de ce chapitre n’est pas de décrire le comportement semi- conducteur de ces divers éléments mais de mettre en évidence quelques particularités de mise en œuvre et de fonctionnement en commutation des diodes de puissance, thyristors, transistors bipolaires, transistors MOS, G.T.O, ….

Ces commutateurs sont caractérisés par deux états stables : un état dit ‘bloqué’ (interrupteur ouvert) et un état ‘saturé’ (interrupteur fermé) et par deux régimes transitoires correspondant au passage de l’un à l’autre de ces états.

L’élément de base sera donc un interrupteur destiné à assurer l’ouverture ou la fermeture du circuit.

Pour des questions de rendement, la caractéristique idéale d’un interrupteur devra se rapprocher le plus possible de celle de la figure 1avec les conventions de la figure 1-2.

F. NACERI Page 2

Les différents composants se différencient, au delà de leur réalisation technologique, par la ‘fonction interrupteur’ qu’ils remplissent, selon les critères suivants :

• Leur caractéristique statique : suivant leur constitution, la caractéristique de fonctionnement pourra se limiter à 2 ou 3 branches de la caractéristique idéale.

• La possibilité ou non de commander leur blocage et/ou leur amorçage (caractéristique dynamique).

1- DIODE

Les diodes à jonction ont une structure PN ou PN⁻ N⁺ (encore appelée PIN) suivant qu’il s’agit de composants destinés à supporter à l’état bloqué une tension inverse de faible ou forte valeur. Comme dans tous les interrupteurs de puissance, cette structure est réalisée dans l’épaisseur de la pastille de silicium afin que le courant dispose de toute la section de la pastille pour circuler.

Le contact relié à la zone P constitue l’anode (A), celui relié à la zone N+ la cathode (C).

La figure 2-a indique le symbole utilisé pour représenter la diode et les conventions de signe adoptées pour le courant I et la tension V.

Courant inverse Tension inverse

I

Tension directe V Courant direct

Figure 1-1

interrupteur ouvert : le courant dans l’élément doit être négligeable.

Interrupteur fermé : la d.d.p aux bornes de l’élément doit être faible.

-a- -b-

F. NACERI Page 3

Le comportement statique et dynamique des diodes à jonction se déduit directement de l’étude de la jonction PN.

1-1 Caractéristique statique :

v i

v Vs

VRM

If

i

Caractéristique idéalisée Figure 1-3

-a-

VF

iF

C

Cathode Anode

N

N− P

A

-b-

Figure 1-2 : -a- Structure d’une diode à jonction et –b- Symbole électrique

F. NACERI Page 4

Dans le sens direct, la caractéristique présente un coude brusque dans la zone des très faibles courants. Au delà de la tension de seuil VS

(0.6V pour le silicium) le courant croit très vite, la variation de tension reste faible.

Il apparaît une chute de tension directe anode-cathode, de l’ordre du volt pour les diodes au silicium. Elle est généralement faible devant les

tensions mises en jeu dans les convertisseurs.

Dans le sens inverse, il ne circule qu’un très faible courant jusqu’à une certaines valeur de la tension inverse, (tension d’avalanche) au-delà de laquelle le courant inverse augmente brutalement.

1-2 Caractéristique dynamique :

Elles concernent le passage de l’état bloqué à l’état passant (amorçage) et inversement (blocage).

1-2-1 Blocage

Le blocage d’une diode est caractérisé par l’annulation du courant direct qui la traversait, puis l’apparition d’une tension inverse à ses bornes.

La figure 4 montre la forme du courant et de la tension pendant toute la durée du phénomène, c’est à dire jusqu’à ce que la diode retrouve son pouvoir de blocage.

F. NACERI Page 5

La décroissance du courant direct dt di_F

dépend du circuit extérieur. A l’instant t₀ le courant passe par 0 puis apparaît un courant inverse de même pente jusqu’à l’instant t₁. Au voisinage de t₁, la diode commence à retrouver son pouvoir de blocage, la pente du courant change de signe et le circuit extérieur étant généralement inductif, il apparaît une surtension inverse aux bornes de la diode. A l’instant t₂, le courant s’est annulé, il ne reste aux bornes de la diode que la tension inverse composée par le circuit extérieur. La diode est bloquée.

Le paramètre important sera le temps de recouvrement

ri r

off t t

t = + , celui-ci ainsi d’ailleurs que la pointe de courant inverse IRM dépend de

dt di_F

. Ce temps, généralement de quelques speut descendre jusqu’à 100 ns avec certaines diodes dites rapides.

t

IRM _dt

di_r t2

t1

t0

tri

tr

dt di_F

v

VF

i

IF

Figure 1-4 : Caractéristique dynamique

F. NACERI Page 6

L’amplitude de la surtension inverse dépend essentiellement de la pente

dt

di_r du courant inverse de recouvrement et de l’inductance du circuit extérieur. Dans le cas ou l’amplitude de cette surtension est trop importante, un circuit RC placé aux bornes de la diode permet de la protéger.

1-2-2-Amorcage

Généralement le phénomène transitoire à l’amorçage présente une importance plus faible. L’établissement du courant dans une diode peut se faire en déchargeant un condensateur conformément au schéma de la figure 5.

tfr

VFP

Io

VF

IF R L

C -

+

E

Figure 1-5 : Amorçage d’une diode

F. NACERI Page 7

Cette surtension V_FP et le temps de recouvrement direct t_fr sont les deux paramètres qui vont caractériser la rapidité de la mise en conduction de la diode.

On peut évaluer la perte d’énergie lors de la mise en conduction de la diode en envisageant le cas le plus défavorable d’une montée très rapide du courant. L’évolution de la tension VF et du courant IF est alors

schématisée par la figure

6.



= ^fr

t

Fp fr

o Fp

o t V dt

t V I V

W

0

) . (

fr o FP fr fr

o

Fp t V I t

t V

W V . .

. 2

2

− +

−

=

Vo

VFP

tfr

Io

VF

IF

Figure 1-6

F. NACERI Page 8

Une diode peut avoir un comportement différent suivant l’environnement dans lequel se situe.

1-2-3- Notions sur les diodes spéciales :

Une diode est d’autant plus performante que la tension inverse qu’elle peut supporter à l’état bloqué est plus élevée, que sa chute de tension directe à l’état passant est plus faible et que ses temps de commutation sont plus brefs. Comme ces trois conditions ne peuvent etre remplies simultanément, il faut choisir la diode en fonction de l’application à laquelle elle est destinée.

- Diodes haute tension

- Diodes à avalanche contrôlée - Diodes rapides

- Diodes à faible chute de tension directe : Diodes

Schottky

2- THYRISTOR

(Silicon Controlled Rectifier : S.C.R)

Le thyristor est un semi-conducteur de structure PNPN assimilable à un ensemble de trios jonctions.

F. NACERI Page 9

• L’extrémité P est l’anode A

• L’extrémité N est la cathode K

• L’électrode de contrôle (gâchette) est issue de la couche centrale P.

2-1 Caractéristique statique :

K A

G

N P N P

Figure 1-7 : Symbole électrique du thyristor

I

v

V^DM

V^RM I^m

if i

G V

i

K A

v

Caractéristique idéale Figure 1-8 : caractéristique statique

F. NACERI Page 10

En l’absence du courant de gâchette, la caractéristique statique est celle de la figure 8. Dans le sens direct, le thyristor est pratiquement non conducteur tant que la tension appliquée est inférieure à V_DM. Si la tension appliquée dépasseV_DM, il y a amorçage du thyristor par effet d’avalanche . Le thyristor ne peut revenir à l’état bloqué que par diminution du courant i au dessous de la valeur du courant i_m, ou courant de maintien. Dans le sens inverse, le thyristor est bloqué tant que la tension inverse ne dépasse pas la tension inverse maximale.

• Amorçage par la gâchette :

Dans le sens direct la tension d’avalanche V_DM est une fonction inverse du courant ig envoyé dans la gâchette. Pour une valeur igm de ce courant la caractéristique directe ne présente plus de retournement.

Le thyristor étant placé dans un circuit actif, avec une tension directe appliquée inférieure à V_DM, il apparaît donc la possibilité d’amorcer le thyristor en envoyant dans sa gâchette une impulsion de courant de valeur supérieure à igm (phénomène d’avalanche locale).

La chute de tension directe anode-cathode est alors supérieure à celle d’une diode ( 1 à 2 VOLTS).

L’extinction du thyristor n’est pas contrôlable et ne peut avoir lieu que si le courant direct devient inférieur au courant de maintien.

F. NACERI Page 11

• Température :

L’augmentation de la température modifie sensiblement les caractéristiques de gâchette et peut entraîner un amorçage intempestif du thyristor.

Lors d’une grande vitesse de croissance de la tension anode –cathode dVdt, la jonction polarisée en inverse se comporte comme un condensateur.

Et laisse passer une pointe de courant qui peut entraîner la mise en conduction du thyristor.

Pour éviter ce phénomène parasite il convient de choisir un thyristor pouvant supporter un

dVdtsupérieur à celui imposé par le circuit. Si cela n’est pas possible on lui adjoindra un circuit RC de limitation du dV/dt. R étant de l’ordre de 20 à 50  et C de 50 à 200 nF.

Ce circuit protége également le thyristor contre les surtensions inverses dues aux circuits extérieurs. On peut augmenter son efficacité en limitation du dV/dt direct en shuntant la résistance par une diode.

P N P N

Figure 1-9 : Schéma équivalent du thyristor

F. NACERI Page 12

2-2 Caractéristique dynamique : 2-2-1 Amorçage :

Pour amorcer le thyristor une impulsion de courant est envoyée sur le thyristor à l’instant to. Le passage de l’état bloqué à l’état passant s’effectue pendant un temps t_gt qui est la somme de deux temps (figure 10).

Le temps td est appelé ‘ retard à la croissance commandé par la gâchette’.

Le temps tr est appelé ‘temps à la croissance commandé par la gâchette’.

tr

t v

00

10

00

90

t

00

10

td

ig

Figure 1-10 caractéristique dynamique

F. NACERI Page 13

Le temps tgt (ton) est la somme des deux précédents. De l’ordre de 1 s pour les petits thyristors, il peut atteindre 5 s pour les gros thyristors.

Les paramètres principaux intervenant au niveau de sa durée sont :

• L‘amplitude et la pente de l’impulsion de gâchette

• La vitesse d’établissement du courant d’anode didt

Si le

didt d’établissement est trop élevé, les contraintes thermiques à l’amorçage du thyristor peuvent être destructives, si l’effondrement de la tension n’est pas assez rapide.

Les précautions à prendre au niveau de l’amorçage sont les suivantes :

1- Attaquer la gâchette ‘en courant’ par exemple par le secondaire d’un transformateur d’une amplitude de 10V alimente la gâchette à travers une résistance en série r.

2- Prévoir une impulsion de courant d’amplitude nettement supérieure à la valeur minimalei_gm.

3- Prévoir un flanc de montée de l’impulsion de courant aussi court que possible (0.1à 1s) surtout si le

didt à l’amorçage est élevé.

4- Prévoir une durée d’impulsion suffisante pour que le courant principal ait le temps de dépasser la valeur du courant de maintien.

F. NACERI Page 14

5- Limiter éventuellement le

didtpar une inductance saturable ou non en série avec le thyristor.

2-2-2 Blocage

Le blocage du thyristor dépend du circuit extérieur : il y a tout d’abord extinction du courant, généralement par commutation naturelle ou forcée, puis application d’une tension inverse, aux bornes du thyristor jusqu’à complète récupération du pouvoir de blocage.

La figure 11 montre l’évolution des phénomènes accompagnant le blocage

F. NACERI Page 15

A L’instant to , le courant s’annule puis change de signe avec une pente

didtimposée par le circuit extérieur. Au voisinage de t1 la pente au courant change rapidement de signe et l’apparition de la tension inverse s’accompagne d’un dépassement du à l’inductance du circuit extérieur.

Le temps de blocage t_q( ou temps de désamorçage) est défini comme le temps qui sépare le passage par zéro du courant et l’instant ou une tension directe peut être réappliquée aux bornes u thyristor. Il est la somme de :

- du temps de recouvrement inverse (ou de récupération) t_r de la jonction inverse (de l’ordre de 1 s).

t1

to

tr

tq

tinv

t dt

di_F

0 i IF

Figure 1-11 : Caractéristique dynamique trg

F. NACERI Page 16

- Du temps de recouvrement de la gâchette t_rg (jonction directe) beaucoup plus important : 10 à 400 s. Il dépend :

• Du courant initial et de sa décroissance didt

• De la tension inverse appliquée

• De la vitesse de croissance de la tension réappliquée

• De la température.

Le paramètre t_q est tés important dans les circuits à commutation forcée ou le temps d’application de la tension inverse t_inv devra toujours être nettement supérieur au t_q du thyristor si l’on veut que ce dernier retrouve à coup sur son pouvoir de blocage dans le sens direct.

Influence du

dVdt

Lorsqu’un thyristor est bloqué, une croissance trop rapide de la tension directe appliquée (

dVdt) peut provoquer son amorçage.

L’ordre de grandeur du

dVdt admissible est de 50 V/spour des thyristors courants, certains pouvant admettre de 500 à 1500 V/s. On peut améliorer la tenue au

dVdt en plaçant une résistance ou un condensateur entre gâchette et cathode.

F. NACERI Page 17

De même, un réseau RC connecté entre anode et cathode et associé à l’inductance du circuit extérieur permettra de limiter le

dVdt aux bornes du thyristor.

F. NACERI Page 18

3- TRANSISTOR BIPOLAIRE :

Le transistor est un semi-conducteur de structure PNP ou NPN, C’est actuellement la structure NPN qui est utilisé pour les transistors haute tension et fort courant.

Le schéma de la figure 12 montre une symétrie de structure qui ne correspond pas à la réalité : la jonction de collecteur a une surface plus grande que celle de l’émetteur et les caractéristiques directes et inverses seront très différentes.

Le transistor est un élément bidirectionnel avec un sens de conduction privilégié : collecteur → émetteur, dans le cas d’un NPN.

3-1 Caractéristiques statiques générales :

Le transistor est un dispositif amplificateur de courant dont les caractéristiques statiques V_CE(I_c)sont présentées sur la figure 1-13.

Collecteur

Emetteur P N $ N Base

Figure 1-12 : Schéma synoptique d’un transistor

F. NACERI Page 19

Dans le cas le plus général, les limites statiques d’utilisation d’un transistor sont définies dans le plan V_CE(I_c)par l’aire de sécurité.

3-2 Caractéristiques statiques en régime de commutation :

L’utilisation du transistor en tant qu’élément interrupteur nous impose de ne considérer comme points utiles de fonctionnement statique que ceux qui se trouvent au voisinage des axes :

- à l’état bloqué : axe 0 V_CE - à l’état passant : axe 0 i_c Ic

=0 IB

0

0



=

BE B

V I

=0 IB

IB V

I

E

IB

Ic C

VCE

VBE B

Caractéristique idéalisée (en commutation)

Figure 1-13

VCE

F. NACERI Page 20

3-2-1 Etat bloqué – limites en tension

L’état bloqué correspond à un courant de base nul. Les valeurs maximales de la tension directe V_CE admissibles sont :

VCEO : base ouverte

VCER : base reliée à l’émetteur par une résistance VCEX : fonction base émetteur polarisée en inverse

Notons que le transistor n’admet qu’une tension inverse très faible, ce qui limitera son utilisation pour certaines structures de convertisseurs.

3-2-2 Etat passant

Si nous considérons les caractéristiques statiques V_CE(I_C)du transistor au voisinage de l’axe vertical, nous pouvons distinguer trois zones de fonctionnement (figure 14).

F. NACERI Page 21

• La zone 1 ou zone de fonctionnement linéaire

C’est dans cette zone qu’est défini le gain en courant d’un transistor

B c

I

=I

 à V_CE donné.

Rappelons que  varie fortement avec le courant Ic. Au voisinage du courant nominal les valeurs courantes de  pour des transistors de puissance sont de l’ordre de 20 à 10.

• La zone 2 ou zone de quasi-saturation

Elle correspond à de faibles valeurs de la tension V_CE ; le rapport

B cI

=I

 pour une même valeur de Ic décroît rapidement ainsi que la tension V_CE nommée V_CE(sat).

• La zone 3 ou zone de saturation

3 ₂

VCE

Ic

Figure 1- 14 1

F. NACERI Page 22

Dans cette zone, toute augmentation du courant I_B ne modifie pas la valeur de V_CE(sat) en fonction du gain forcé _F^.

En régime de commutation les points de fonctionnement statique à l’état passant correspondent à un V_CE(sat) aussi faible que possible donc à un fonctionnement en saturation ou tout au moins en zone de quasi-saturation.

Les paramètres importants seront :

• I_C (sat) – courant collecteur pour lequel la tension de saturation est garantie par le constructeur.

• I_B (sat) – courant base nécessaire pour saturer le transistor à un courant collecteur donné.

• V_CE(sat) – tension de saturation pour I_C et I_B donnés.

0

SAT

QUASI

LIN

B c

I I )

(sat V_CE

Figure 1-15

F. NACERI Page 23

3-3 Fonctionnement dynamique :

En régime de commutation, on est amené à étudier le comportement dynamique du transistor lors du passage de l’état bloqué à l’état saturé et inversement, lorsqu’une commande appropriée est imposée à la base.

Cette étude est complexe car de nombreux paramètres interviennent simultanément et l’influence du circuit extérieur est prépondérante.

Le constructeur définit toutefois des temps de commutation sur charge résistive. Une impulsion de courant de forme et de durée parfaitement définies est envoyée sur la base et permet de mesurer (figure 16).

• Le temps de montée (du courant) t_r : de l’ordre de la s

• Le temps de stockage t_s : c’est le temps nécessaire au moment du blocage pour l’évaluation ou la recombinaison interne des charges stockées (il peut atteindre plusieurss.

• Le temps de descente t_f : de l’ordre de la s.

F. NACERI Page 24

Certains transistors ont bénéficié récemment d’améliorations importantes de leurs temps de commutation.

Le transistor présente sur le thyristor l’évidence supériorité de pouvoir bloqué par son électrode de commande : la base.

En effet :

• Pour saturer un transistor il faut envoyer dans sa base un courant supérieur à ^Ic

• Pour le bloquer, il suffit théoriquement de ne plus alimenter sa base.

Pratiquement les processus optimaux d’amorçage et de blocage sont plus complexes.

tf

ts

tr

IB

IC

t

t

Amorçage Blocage

Figure 1-16

F. NACERI Page 25

3-3-1 Mécanismes de commutation sur charge inductive en conduction continue

Nous étudierons la commutation dans le cas d’un hacheur car c’est celui ou les contraintes sur le transistor sont les plus dures.

Hypothèse : durant les temps très courts de commutation (

s

1 ) le courant dans la charge est constant. On a :

te ch D

C I I C

I + = =

Nous appelons I_ch1le courant dans la charge au moment de l’amorçage, I_ch2 le courant au moment de la coupure.

✓ Amorcage :

Le transistor est initialement bloqué par la tension V_B20 appliquée au circuit de base : V_BE =V_B2.

ID

+E

Ic

VCE

VBE 2

IB 1

IB Charge (L, R)

2 1

B B

V ou V

Figure 1-17

F. NACERI Page 26

Le courant I_ch1 imposé par la charge circule à travers la diode D.

Lorsqu’on applique la tension de commande V_B10 on observe tout d’abord un temps de retard (100ns) pendant lequel I_c et V_CE ne changent pas.

Lorsque V_BE atteint le seuil de conduction (0.5V) le courant commence à circuler dans le collecteur.

Tant que I_CI_ch1 la diode D reste conductrice, (I_D =I_ch−I_c) et par conséquentV_CE =+E. Le courant I_ccroit jusqu’à I_ch1 temps de montée du courant1s.

LorsqueI_c =I_ch1, D cesse de conduire. La tension V_CE décroît jusqu’à V_CEsat=1V. Temps de descente de la tensiont_fv =200ns.

On notera que pendant toute la montée deI_c, la tension V_CE est maximale (V_CE =E)et que pendant la chute deV_CE, le courant collecteur est égal à la totalité du courant de charge(I_ch1).

Les pertes dont donc élevées.

F. NACERI Page 27

) (sat

VCE

) (t V_CE

) (t I_C

2

Ich

) (t V_BE

VBE

VCE 2

IB

)

1(t I_B

) (t I_B

2

VB 1

VB

T

Amorçage Coupure

Figure1-18

1

IB

2 1 B B

V V

IC 1

Ich

)

2(t I_B

Commande

F. NACERI Page 28

✓ Blocage :

Lorsqu’on tente d’appliquer la tension de blocageV_B20, le transistor reste saturé pendant le temps de stockaget_s. Plus le transistor est saturé, plus t_sest grand ; il peut atteindre plusieurss. Ce temps écoulé V_CE monte de V_CEsat à E (temps de montée200ns). Durant cette montée I_c =I_ch et jusqu’à ce que V_CE =E.

A Partir du moment ouV_CE =E, la diode D peut conduire et le courant I_c décroît. (Temps de descente du courant : t_fI =1s).

Ici encore on aura des pertes élevées car la montée de V_CE se fait à courant collecteur maximal (I_c =I_ch2) et la décroissance de I_c se fait à tension maximaleV_CE =E.

Les temps de commutation sont d’autant plus courts (donc les pertes réduites) qu’on envoie un I_B1 important à l’amorçage et qu’on extrait un I_B2 grand à la coupure.

3-3-2 Circuit d’aide à la commutation (C.A.L.C)

Nous venons de voir que les pertes étaient élevées durant les commutations. On se propose d’essayer de réduire ces pertes en ajoutant un circuit auxiliaire dit « circuit d’aide à la commutation » (C.A.L.C).

Ce circuit devra ralentir la montée du courant et de la tension de façon à ne jamais avoir l’existence simultanée d’un courant I_c élevé et d’une tension V_CE élevée. Pour cela on peut utiliser le circuit de la figure 19.

F. NACERI Page 29

• Amorçage

Une inductance  de faible valeur (quelques dizaines deH ) placée en « tampon » entre la charge et le transistor limite la vitesse de montée du courant I_c.

La tension V_CE peut s’effondrer de E à V_CEsat en u temps t_on très court (quelques 100 ns) avant que le courant n’ait atteint une valeur

importante. Lorsque _{CE CEsat ON} t_ON

l I E V

V ,on a :I_C .



=

=

= .

Cette inductance, traversée par le courant I_c du transistor pendant la saturation emmagasine une énergie . ²

2 1

Ic

 . Cette énergie est évacuée au moment du blocage suivant par le circuit D_.r_.

F. NACERI Page 30

La résistance r_ a pour but d’accélérer cette évacuation en prévision d’un nouvel amorçage, ceci au prix d’une surtension voisine de r_.I_c aux bornes du transistor.

 D

D

r

DRL

L, R





r

Figure 19. Circuit d’aide à la commutation +E

F. NACERI Page 31

• Blocage :

Un condensateur  (quelques dizaines de nF) placé en parallèle sur le condensateur absorbe le courant coupé dans ce dernier et limite la vitesse de montée de la tension V_CE. Le courant I_cs’annule avant que VCE ait atteint une valeur importante. Pour I_c=0, on :

off ch OFF

CE I t

V

V .

2

=

=

Lorsque tout le courant est coupé dans le transistor, le condensateur  absorbe tout le courant de la charge. La tension V_CE augmente linéairement jusqu’au moment ou V_CEayant légèrement dépassé E, la diode de roue libre D conduit.

Le condensateur  chargé sous la tension E se décharge lors de la mise en conduction suivante du transistor à travers  et une résistance

r destinée à limiter la surintensité (voisine de r

E ).

Pour un fonctionnement correct de ce montage il faut que les périodes de conduction et de blocage soient suffisamment longues pour laisser le temps à  de se décharger et à l’énergie emmagasinée dans  d’être dissipée..

F. NACERI Page 32

La forme du cycle obtenue avec C.A.L.C (figure 20) permet d’utiliser en toute sécurité le transistor au maximum de ses possibilités.

ION ON fv t t = Ic

VCE

off fI t t =

Amorçage Coupure

Sans C.A.L.C Avec C.A.L.C

Figure 1-20

VOFF

Amoracge Coupure

) (lin V_CE

max

VCE 1

Ich

) (lin I_C

2

Ich

ION

Figure 1-21

F. NACERI Page 33

La puissance maximale qu’il peut commuter est alors voisine de

max max. _c

CE I

V .

D’autre part la réduction des pertes pendant les commutations entraîne une diminution de l’échauffement du transistor, ce qui permet de réduire la taille du radiateur et contribue à augmenter la fiabilité.

3-4 LE MONTAGE DARLINGTON :

Le Darlington est connu en électronique linéaire pour son gain élevé. En électronique de puissance ce sera un moyen d’augmenter la puissance commutée.

Les transistors de puissance, travaillent avec un « gain forcé » relativement faible ; par exemple le courant I_csat des transistors haute tension est spécifié avec un gain forcé de 5. Cela oblige à fournir un courant de base important ce qui augmente la complexité et le coût du circuit DRIVER. Le Darlington permet de surmonter cet handicap.

T2

2

IC 1

IC

T1

1

IB

1

1 C

B I

I +

Ic

1 1 2

2 1

B c B

c c c

I I I

I I I

+

= +

=

Figure 1-22 Montage Darlington

F. NACERI Page 34

• Gain en courant :

Le gain statique en courant est relativement élevé. Considérons le schéma de la figure 22 on a :

2 2 c2 1 1 c1 2

1 _c avec I . _B et I . _B

c

c I I I I

I = + = =

D’où I_c=₁.I_B1+₂.I_B2

Ou I_c =₁.I_B1+₂.(I_c1+I_B1)

I_c =₁.I_B1+₂.(₁.I_B1+I_B1)  I_c =(₁+₂ +₁.₂)I_B1 Le gain du Darlington serait alors :  =₁+₂+₁.₂

Pratiquement ce montage n’est jamais utilisé sous cette forme et on lui adjoint des résistances R₁et R₂ pour stabiliser les courants de fuites, résistances qui diminuent légèrement le gain.

1

VBE 1

IB

2

IB

2

VBE

R1 R2

T2

2

IC 1

IC

T1 ^c

I

IB

Figure 1-23

F. NACERI Page 35

4- LE MOSFET DE PUISSANCE

La théorie sur les transistors à effet de champ (Field Effect Transistor) a été conçue dans les années 1920 – 1930, soit 20 ans que le transistor bipolaire fut inventé. A cette époque J. E. Lilienfeld (USA) propose un modèle de transistor basé sur le contrôle du courant par l’application d’un champ électrique. William Shockely proposa un premier transistor JFET en 1952. Les premiers produits industriels firent définitivement leur apparition dans les années 1970.

• LE

MOSFET

Le transistor MOSFET est un interrupteur unidirectionnel en tension et bidirectionnel en courant.

Figure 1-24. Représentation du MOSFET sur la forme d’un interrupteur

F. NACERI Page 36

• STRUCTURE DU MOSFET On diqstingue trois types de structures :

Figure 1-25. Structure des MOSFET

• CAS PARTICULIER DU DMOSFET

La structure la plus répandue pour les MOSFET de puissance utilisés en commutation est celle correspond au DMOSFET. Un MOSFET de puissance est formé généralement d’un grand nombre de cellules élémentaires mises en parallèle.

F. NACERI Page 37

Figure 1-26. (a) Représentation symbolique, b) Structure en nid d’abeille

Le symbole usuel du MOSFET de puissance est représenté à la figure 26 (a).

La figure 26 (b) représente une vue en coupe de deux cellules voisines :

- l’embase métallique sur laquelle est posée la pastille de silicium constitue le contact de drain D.

- La zone de contact avec l’embase est une zone du type N appelée substrat. La partie N⁻ faiblement dopée sert à assurer la tenue en tension à l’état

F. NACERI Page 38

bloqué. La partie N⁺ évite que l’épaisseur totale ne soit excessive.

- A la surface du substrat ont été diffusés des îlots de type P et dans ces îlots ont été diffusés des îlots de type N⁺.

- Une première couche d’oxyde isole la métallisation de grille G de la surface de la pastille entre les îlots N⁺et le substrat.

- Une deuxième couche d’oxyde isole la métallisation de grille de la métallisation de source S qui relie entre elles les diverses cellules élémentaires.

3-1 MODE DE FONCTIONNEMENT DU

MOSFET

En électronique de puissance, le MOSFET est utilisé comme élément de commutation et par conséquent présente deux états distincts.

3.1.1 Caractéristiques statiques :

• Caractéristique I_D = f(V_DS,V_GS).

Pour mesurer cette caractéristique on définit, à une valeur de température de jonction initiale, les tensions V_GS et V_DS ainsi que la durée de l’impulsion appliquée.

F. NACERI Page 39

Fig. 1-27 Caractéristique I_D = f(V_DS,V_GS,T_j)

On peut voir que cette caractéristique est fortement dépendante de la température de jonction. On voit que pour des tensions

V

V_GS 6 , le coefficient en température est positif ce qui signifie qu’une augmentation de température entraîne une augmentation du courant dans la zone active . Cette situation n’est pas favorable pur la mise en parallèle car la répartition des courants, durant les commutations, n’est pas auto asservie.

3.1.2 Caractéristiques dynamiques :

Les caractéristiques dynamiques permettent l’estimation des temps de commutation du MOSFET. Elles donnent également des indications essentielles pour le dimensionnement

F. NACERI Page 40

de la commande. Dans le but d’être le plus clair possible, une description de méthode de test est donnée pour les paramètres les plus importants.

Figure 1-28 Caractéristiques dynamiques

F. NACERI Page 41

• Caractéristique de transfert I_D = f(V_GS)

Cette caractéristique n’a de signification que pour la région active, c'est-à-dire lorsque le MOSFET fonctionne en source de courant contrôlé en tension. Pour s’aasurer que nous nous trouvons en région active, il faut respecter la condition suivante sur la tension V_DS

DSON D

DS I R

V 2 .

La pente de cette courbe représente la transconductance. Cette derniere est donnée par la relation :

D DS I GS V

D

fs V

g I

,



 







= 

La transconductance est un paramètre important dans le calcul des temps de commutation. Cette caractéristique est mesurée pour des impulsions de tension Grille-Source de t_p=10s. Pour de forts courants, l’augmentation de la température de jonction durant la mesure (10s) provoque une diminution de la transconductance. On remarque ce phénomène sur la figure 29.

 

en T avec 300

)

( ₍₃₀₀0 _{) j} ⁰



−



 



= _{fs K}  ^j

j fs

g T T g

Avec



=

CoolMos structure

une pour 3/2

tench structure une

pour 3 .

 2

F. NACERI Page 42

Figure 1-29 Caractéristique de transfert I_D= f(V_GS)

5- IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)

Un IGBT est considéré comme l’association d’un transistor bipolaire (BJT) piloté par un MOS dans une configuration pseudo-darlington.

Figure 30 donne le symbole et le schéma équivalent d’un IGBT.

On associe l’intérêt du MOS (vitesse de commutation, courant crête, facilité de commande, aire de sécurité, … etc.) au caractéristique d’un bipolaire bipolaire (V faible)

ns ns

T_ON =100 , T_OFF=700

F. NACERI Page 43

Figure 1-30 Transistor IGBT Temps de blocage de l’IGBT :

t c r

OFF T T T

T = + +

r =

T temps de retard (environ 100ns)

c =

T Temps de coupure (environ 10 ns)

t =

T traînage (blocage du bipolaire) environ 600 ns

Transistor parasite

Résistance De corps

C

E G

Résistance

De grille C

E G

F. NACERI Page 44

6- LE THYRISTOR BLOCABLE. GTO: (Gate Turn Off)

Figure 1-31caractéristique statique

• Le GTO est un dispositif bistable quatre couches semi- conductrices proche du thyristor, dont on peut commander l’amorçage et le blocage par une électrode de commande (gâchette).

• La possibilité de commander obtenue grâce à une inter digitalisation très poussée entre grille et cathode.

• L’amorçage s’effectue comme celui d’un thyristor par une impulsion de gâchette positive de quelques s.

• Le blocage s’effectue comme celui d’un transistor par extraction d’un courant inverse de gachette sous une tension de commande gachette –cathode négative entre - 10 et -50V.

I

G

K A

IA

Zone thyristor

Zone transistor

IA

VAK V

Caractéristiques statiques

Caractéristique idéalisée

F. NACERI Page 45

• Pour un blocage efficace, le courant inverse de gâchette doit être important, de 00

00 100

20 à du courant d’anode.

• La durée de ce courant inverse est de quelques dizaines de s.

• La chute de tension à l’état passant est plus élevée que pour un thyristor (2 à 4V). On peut la réduire et se rapprocher ainsi de celle d’un transistor saturé en envoyant pendant la durée de la conduction un courant de gâchette.

• La forme optimale du courant de gâchette est donc très proche de celle du courant base d’un transistor et les circuits de commande d’un GTO et d’un transistor sont similaires.

F. NACERI Page 46

• REFERENCES

1- Electronique & Composants,

World Electronic Industries, 2010-2015

2- Philipe Ferrari, ‘ Interrupteurs semi-conducteurs de puissance’

3- Mrac Corevon, ‘ Electronique de puissance’ cours complet

4- Cyril W. Lander, ‘ Electronique de puissance, Cours et exercices’

Ecole de génie électrique et électronique, Leicester Polytechnic, Mc Graw Hill

F. NACERI Page 47

Chapitre II

LES REDRESSEURS

__________________________________________________________

2-1 REDRESSEMENT NON COMMANDE 2-

Considérons le montage représente par la figure 2-1 ou entre le réseau alternatif et le récepteur est intercalé une seule soupape, le récepteur est résistant, inductif et comporte une f.c.em E.

F. NACERI Page 48

En l’absence de conduction de la diode la différence de potentiel coté réseau est v=V_m.sint (pour simplifier on pose : =t) et la différence de potentiel coté récepteur est u_c=E'. On a donc aux bornes de la diode une différence de potentielu=v−u_c. Il y aura conduction dés que l’on aura u0 soit vu_c la conduction commencera donc à partir d’un angle ₀ tel que V_M.sin₀ =E'. Cet angle ₀ qui correspond à l’amorçage naturel d’une diode, sans aucune intervention extérieure est dit ‘angle de commutation naturelle’.

La diode, étant mise en conduction, un courant i va circuler dans le sens anode cathode de la diode dans le récepteur. La forme de ce courant dépend des caractéristiques du récepteur. C’est ce courant que nous allons étudier maintenant en fonction des caractéristiques du récepteur.

• L=0, R0

Lors de la conduction, le courant est donné par la relation :

R I E

R E

V_M −

= +

= 

 . d'ou i ^{V .sin} sin

. ^M

Ce courant à l’allure représentée par la figure 2.2, il s’annule en  −₀ et on a alors interruption de la conduction. Sa valeur moyenne est :

 

  ^{ }









R d E d V

i

I ^{= −}





0 0

0

sin . 2

. 1

F. NACERI Page 49

• Figure 2-2 redressement monophasé L=0, R0

 

cos 2 )

2 cos( ^{0 0}  ⁰ ⁰

 



  ^{− + − − −}

= R

E R

I V^M

F. NACERI Page 50

) 2 2 (

cos ₀  ₀

 

 ^{− −}

= R

E R

I V^M

On peut également calculer la valeur moyenne de la tension redressée aux bornes du récepteur.











 + +

=



 

−

0 0

0 0

0

2

. sin

. 2 .

1 ^{  }













 ^Ed ^{V Ed}

U_{c M}





2

1   

 ^M

C E V

U = + +

Enfin dans le cas particulier d’une diode, et d’un récepteur purement résistant c'est-à-dire E=0, on aurait :



M Vm

R

I =V et U_c =

• L0, R=0

Lors de la conduction, le courant est alors donné par la relation :

 

 d

L di dt E

L di E

V_M = + . ou V_M.sin = + . .

Le courant correspond à un angle  quelconque est donc : ^{= }







 

0

) sin L. (

i 1 V_M E d

F. NACERI Page 51

Ou

 

cos .

. cos ⁰ ⁰ 

 

  ^{− − −}

= L

E L

i V^M

Ce courant passe par un maximum pour =0 dt

di soit pour un angle  ^tel que V_M sin =E, c'est-à-dire en  −, Fig. 2-3.

F. NACERI Page 52

Figure 2-.3 redressement monophasé L0, R=0

Il décroît ensuite et s’annule pour un angle ₁ tel que :

 

. cos '

. cos

0 _{0 1} ₁ ₀

 

  ^{− − −}

= L

E L

V_M

F. NACERI Page 53

On peut écrire que l’on a en ₁



= ¹

0

) ' sin . (

0 1







 ^V  ^{E d}

L ^M ou

 

−

−

=

1 −

0

1

) ' sin ( )

' sin (

















 E d V E d

V_{M M}

A partir de ₁, la tension aux bornes du récepteur est alors E’ et il faudra attendre que l’on ait VE'. La valeur moyenne de la tension est :











 + +

=



 

0

1 2

0 1

' sin

2 '

1 ^{ }











 ^Ed ^{V E d}

U_{c M}

2-1-2 MONTAGES MONOPHASES DOUBLE ALTERNANCE

2-1-2-1 Montage avec transformateur à point milieu

L’alimentation alternative constituée d’un transformateur dont le secondaire doit avoir un point milieu accessible et qui constitue l’une des bornes du réseau continu.

F. NACERI Page 54

Figure 2.4 Montage redresseur à prise médiane

• 1^ercas L=0,R 0:

Le fonctionnement est comparable à celui que nous avons étudié précédemment avec une seule diode mais on a un intervalle de conduction au cours de chaque alternance. Fig.2.5

F. NACERI Page 55

Figure 2.5 (L=0,R 0)

F. NACERI Page 56

La valeur moyenne de la tension redressée est donnée par la relation :

⁻





−

+

= ⁰

0

0

0

' 1^{ } sin















 ^V ^{d E d}

U_{c M}

Lors de la conduction on a :

R E i V

i R E

V_{M c c} ^M sin '

. '

sin −

=

 +

= 

 : 0 R 0, L

cas  

2eme

Pendant la conduction le courant est donné par l’équation générale :

 

 d

L di I R E

V_M sin = '+ . +

La solution de l’équation précédente donne :

R tg L

L R

V R

e E K

i ^{L M}

R    







= + −

+

−

= ⁻ ' sin( ), avec

.

2 2 2

2-1-2-2 Pont monophasé :

Le montage que nous venons d’étudier présente l’inconvénient de mal utiliser le transformateur dont chaque moitié du secondaire ne travaille que la moitié du temps. Le montage en pont donne également un redressement double alternance, il a l’avantage d’utiliser mieux le transformateur (sans point milieu au secondaire) mais a l’inconvénient de nécessiter quatre diodes.

F. NACERI Page 57

Figure 2.6 redresseur en pont de Greatz

Nous supposerons que l’inductance du récepteur est suffisamment grande pour que l’ondulation du courant puisse être considérée comme négligeable. Cela revient à dire que le courant ic est égal à sa valeur moyenne Ic.

Lorsqu’il y’a conduction de S1, le courant ic revient au transformateur par S2. Inversement lorsque c’est S’1 qui conduit i^c, revient au transformateur par S’2. On peut donc caractériser de la façon suivante le fonctionnement de ce dispositif.

F. NACERI Page 58

Figure 2.7