6. Etage d’adaptation

Etage d’adaptation 6.

6.1 I

Avant de considérer dans le détail les problèmes liés aux comportements des entrées analogiques des convertisseurs A/N, il est important de faire un bref résumé des solutions existantes à l’heure actuelle pour la conversion A/N d’un signal analogique. Pour des applications basses fréquences, quelques dizaines de hertz, des convertisseurs avec des résolutions de 24 bits sont relativement communs. Ces convertisseurs ont généralement des dispositifs de calibration automatique afin de maintenir une grande précision sur le gain et l’offset. Pour des signaux de fréquences élevées, les convertisseurs A/N doivent avoir un excellent comportement dynamique (faible taux de distorsion et faible bruit), des fréquences d’acquisition élevées, et un excellent comportement AC.

En plus de la qualité des caractéristiques de conversion, d’autres caractéristiques ont toutes leurs importances, comme la puissance consommée, le type d’alimentation, le coût du composant, la taille du boitier. Ces exigences ont une conséquence sur la précision et la quantification de la conversion en raison de la plage toujours plus faible de l’amplitude du signal à convertir et par conséquent la sensibilité au bruit qui en résulte. Par exemple pour un convertisseur A/N en technologie CMOS, l’entrée analogique est reliée à un échantillonneur - bloqueur (SHA), ce qui produit des transitoires de courant par forcement compatibles avec l’amplificateur opérationnel relié à l’entrée en question. Le choix de l’amplificateur adapté à ces exigences peut être un véritable challenge. Pour les convertisseurs hautes performances fabriqués en technologie BiCMOS ou bipolaire un buffer interne permet d’éviter ces transitoires de courant mais ces convertisseurs ont généralement une consommation beaucoup plus élevée que leur pendant en CMOS.

On peut donc affirmer qu’il n’existe pas à ce jour des règles établies et strictes dans le choix du convertisseur et des amplificateurs opérationnels placés sur les entrées analogiques. Les généralisations sont difficiles mais il est toutefois possible de définir quelques directives dont la pertinence peut être significative.

6.1.2 Exigences sur l’amplificateur opérationnel d’entrée du convertisseur A/N

Certains convertisseurs sont conçus pour être directement connectés à la source du signal. Pour des applications AC (sans composante continue), il est possible de se contenter d’un transformateur.

Comme il n’y a pratiquement aucun standard sur la structure interne de l’étage d’entrée, chaque cas doit être soigneusement étudié.

Si un amplificateur d’entrée est exigé, une condition fondamentale à respecter est de ne pas dégrader les performances DC et AC du convertisseur A/N. On peut imaginer que la lecture scrupuleuse des data sheets des amplificateurs opérationnels et du convertisseur A/N permet de sélectionner l’amplificateur opérationnel le mieux adapté aux exigences de l’application. La pratique montre qu’il faudrait connaître les performances de l’amplificateur opérationnel dans les conditions précises

différentiel, plage d’utilisation …). Or il est fortement improbable que le fabricant du composant donne soit un degré de détail suffisant soit le comportement du composant pour une utilisation correspondant exactement à l’application visée. Un des points en général non couvert par les data sheets concerne les transitoires de courant sur la sortie lorsque la charge est constituée de capacités commutées. Toutefois certains fabricants recommandent, pour un convertisseur donné, un ou plusieurs amplificateurs opérationnels répondant aux exigences souhaitées.

Le processus de sélection d’un amplificateur opérationnel adapté aux exigences du convertisseur A/N sont résumées ci-dessous. Les spécifications AC sont en général les plus difficiles à obtenir.

− Spécifications DC

9 Tensions d’alimentation.

9 Plage des tensions d’entrée et de sortie (mode commun et mode différentiel).

9 Charge statique.

− Spécifications AC 9 Bruit.

9 Largeur de bande.

9 Distorsion.

9 Temps de recouvrement lors d’un transitoire de courant sur la sortie (Settling time from transient currents).

En principe les data sheets un tant soit peu sérieux donnent aux moins les renseignements ci- dessous.

− Spécifications DC

9 Plage de variation du signal en entrée et en sortie en fonction des tensions d’alimentations.

9 Courants de polarisation sur les entrées.

9 L’offset et sa variation avec la température (offset drift).

9 Gain en boucle ouverte.

9 Produit gain bande passante.

9 Bruit en courant et en tension en 1/f.

− Spécifications AC

9 Bruit blanc en courant et en tension.

9 Largeur de bande pour les petits et grands signaux.

9 Distorsion harmonique (THD : Total Harmonic Distorsion).

9 SFDR⁽¹⁾ (Spurious Free Dynamic Range).

9 Temps de recouvrement lors d’un transitoire de courant sur la sortie (Settling time from transient currents).

Note 1 : Le SFDR se définit comme étant la différence, en dB, entre l’amplitude de la fondamentale du signal et l’amplitude de la raie spectrale la plus élevée du signal parasite, en relation harmonique ou non. Le SFDR est normalement indiqué dans la bande de Nyquist (c’est-à-dire jusqu’à la demi-fréquence d’horloge), mais il peut aussi l’être dans une fenêtre fréquentielle plus étroite.

Indépendamment de l'importance des caractéristiques AC, les caractéristiques fondamentales DC ne doivent toutefois pas être négligées. L’utilisation d’une seule tension d’alimentation impose une plage précise d’utilisation de l’amplificateur opérationnel. De plus les convertisseurs A/N sont généralement

adaptés à ce type d’exigence. La Figure 6-1 illustre les points importants à traiter pour la partie DC des spécifications.

Figure 6-1 : Exigences DC pour une application donnée

L’amplificateur opérationnel est alimenté par une seul tension, l’entrée (+) représente le mode commun sur les entrées. En effet en fonctionnement normal, les deux entrées seront au potentiel VCM. Le signal bipolaire (AC) d’entrée est amplifié selon la relation

1 2

R

G=−R _6.1

La tension de mode commun à l’entrée du convertisseur A/N est également fixée par la valeur des résistances R1 et R2.

) ( 1 2 )

(_CAN 1 _{CM A}

CM V

R V R ⎟⎟⎠

⎜⎜ ⎞

⎝

⎛ +

= _6.2

La plage de conversion du convertisseur A/N est donc complètement définie. Pratiquement, connaissant la plage de variation du signal d’entrée (amplitude AC), il est possible de déterminer les résistances R1 et R2, puis de fixer la tension de mode commun à l’entrée du convertisseur A/N en fixant la valeur de VCM(A).

On voit assez vite que si la plage de conversion du convertisseur A/N vaut [0V … VCC[, l’amplificateur opérationnel devra être de type « rail to rail ». Même dans ce cas, il ne sera pas possible d’atteindre les deux extrémités de la plage de conversion puisque en pratique la tension de sortie des amplificateurs « rail to rail » est ne peut atteindre les tensions d’alimentation. Il reste toujours 30mV à 100mV.

Il existe des convertisseurs en technologie BiCMOS et bipolaire dont la plage de conversion est fixée entre quelques centaines de millivolt de la tension d’alimentation par exemple [500mV … VCC-500mV]

avec le milieu de la plage centrée sur le milieu de la tension d’alimentation (VCC/2).

6.2 E

’

6.2.1 Entrée mode commun

Ce paragraphe donne un inventaire non exhaustif des étages d’adaptation permettant de passer d’un signal bipolaire (on plus simplement d’un signal unipolaire) compris dans une plage donnée à un signal compatible avec les entrées analogiques d’un convertisseur A/N. Il faut distinguer deux cas de fonctionnement

− Le signal se trouve dans la plage de conversion.

− Le signal se trouve dans les limites admissibles pour les entrées du convertisseur A/N. En général ces limites sont directement données par la ou les tensions d’alimentation du convertisseur.

6.2.1.1 Sortie mode commun

La sortie de l’amplificateur de l’étage d’adaptation est unipolaire. La plage maximale de variation du signal de sortie est bornée par les tensions d’alimentation [0V … VDD]. Si le convertisseur est alimenté par la même source de tension, toute protection supplémentaire est superflue. La Figure 6-2 montre un cas particulier ou la tension d’entrée est bipolaire symétrique [-1V … +1V] et la sortie est décalée pour être comprise dans la plage de conversion du convertisseur [1.5V … +3.5V].

VDD=5V R1 1k

V1=1.25V

Plage de conversion +1.5 à +3.5V R2 1k

2.5V 1.5V 1V

VDD=5V

Mode commun : VCM=1.25V

R 2.5V 1 R V

1 2

CM ⎟⎟⎠=+

⎜⎜ ⎞

⎝

⎛ +

=

Figure 6-2 : Etage d’adaptation pour convertisseur A/N avec entrée mode commun (I)

Tout dépassement de la plage de tension sur l’entrée provoque un dépassement de la plage de conversion du convertisseur A/N. L’amplificateur opérationnel doit donc être de type « single supply » et « rail to rail » sur la sortie puisque cette dernière peut descendre à 0.5V de la tension inférieure d’alimentation (0V). Le mode commun sur l’entrée est de 1.25V. Cette valeur, constante, est peu contraignante, en principe il n’est pas nécessaire d’avoir des entrées « rail to-rail ».

Bien que les entrées analogiques différentielles des convertisseurs A/N soient préférées aux entrées mode commun, les étages d’adaptation sont souvent utilisés pour des applications de moyennes exigences ceci en grande partie pour des raisons de coûts

La Figure 6-3 montre le cas d’un étage d’adaptation mode commun pour un convertisseur CMOS. La résistance RS joue un double rôle. Premièrement elle limite le courant transitoire de sortie de l’amplificateur suite à des variations de l’impédance d’entrée du convertisseur A/N provoquées par le changement de mode (phase de maintien ↔ phase d’acquisition) l’échantillonneur – bloqueur.

Deuxièmement elle permet un découplage entre la sortie de l’amplificateur opérationnel et la charge capacitive afin de garder une marge de phase suffisante (stabilité).

Les deux couples RS, CF permettent de symétriser les transitoires de courant. Le condensateur CF est utilisé comme réservoir de charges. De plus ils forment des filtres passe-bas limitant le bruit généré par l’amplificateur opérationnel de l’étage d’adaptation. Les valeurs de ces composants sont

optimisées par mesure lors de la validation du circuit. Le data sheet du convertisseur A/N donne souvent des valeurs nominales pour RS et CF.

Il existe donc beaucoup de paramètres à choisir pour réaliser un étage d’adaptation comme par exemple la ou les tensions d’alimentation, la plage du mode commun sur l’entrée, la plage de tension sur la sortie, le temps de stabilisation de la tension lors d’un transitoire de courant sur la sortie (settling time). Ce dernier paramètre dépend du temps d’acquisition de l’échantillonneur – bloqueur.

La Figure 6-3 donne, au moyen d’un exemple, un certain nombre d’indications intéressantes.

− La tension de mode commun sur les entrées de l’amplificateur opérationnel vaut 1V et est constante.

− La tension de sortie de l’amplificateur opérationnel se situe dans la plage [0V … +4V].

− l’amplificateur opérationnel doit être alimenté en « dual supply » pour permettre à la sortie d’atteindre 0V.

− La plage de tension sur l’entrée analogique VINA est comprise entre 0V et 4V.

− Le convertisseur A/N est alimenté en unipolaire « single supply ». La tension minimum d’entrée est donc égale à la tension d’alimentation inférieure (0V).

−

Vin

VREF

GND

VDD

VEE

GND

GND GND

GND GND

VinB

VinA

1k

1k

1k 1k

33

33

100nF

100pF

100pF

100nF 10 F

2V

+1V

+2V +2V 2V

Plage de conversion : [0V … +4V]

VCC

GND

Figure 6-3 : Etage d’adaptation pour convertisseur A/N avec entrées mode commun (II)

Certains convertisseurs A/N peuvent être configurés de manière à offrir une plage de conversion centrée par rapport aux tensions d’alimentation. La Figure 6-4 illustre un tel convertisseur. Dans ce cas l’amplificateur opérationnel peut être alimenté en « single supply » et toute la plage de conversion du convertisseur A/N est exploitée.

Il faut néanmoins faire attention, si la tension VDD est supérieure à la tension VCC, l’entrée analogique du convertisseur A/N doit être protégée (par une diode Schottky par exemple).

Figure 6-4 : Etage d’adaptation pour convertisseur A/N avec entrées mode commun (III)

6.2.1.2 Sorties balancées

Lors de l’utilisation de convertisseur A/N a entrées analogiques différentielles, les sorties de l’étage d’adaptation doivent être balancées. La Figure 6-5 illustre le cas d’un étage d’adaptation constitué de deux amplificateurs opérationnels. Le premier en montage à gain positif avec décalage de la tension de sortie de VREF, le second en montage inverseur avec le même décalage de tension.

Figure 6-5 : Etage d’adaptation pour convertisseur A/N avec entrées différentielles (I)

Les amplificateurs opérationnels sont alimentés en « dual supply » toutefois il serait possible de se contenter d’une seule alimentation. Si les tensions d’alimentation VDD et VCC sont égales, non seulement la plage de conversion du convertisseur A/N est couverte mais les entrées analogiques ne devront pas être protégées.

6.2.2 Entrées différentielles

6.2.2.1 Sortie mode commun

La Figure 6-6 montre le cas d’un étage d’adaptation avec entrées différentielles et sortie mode commun. La tension d’alimentation supérieure de l’amplificateur opérationnel est identique à celle du convertisseur A/N. Aucune protection n’est donc nécessaire sur l’entrée analogique.

10 F

VREF

33

100pF

Plage de conversion: [0 … 4V]

VDD

Vin

100nF 2V 2V

+2.0V VDD

0V Vin(-)

Vin(+)

10k

1.0V 1.0V

10k

10k 10k

Figure 6-6 : Etage d’adaptation pour convertisseur A/N avec entrées mode commun (II)

6.2.2.2 Sorties balancées

L’utilisation d’un étage d’adaptation avec entrées différentielles et sorties balancées couplées à un convertisseur A/N avec entrées analogiques différentielles permet une excellente réjection du mode commun.

Figure 6-7 : Etage d’adaptation pour convertisseur A/N avec entrées différentielles (II)

La Figure 6-8 illustre le cas d’un étage d’adaptation réalisé à l’aide d’un amplificateur différentiel avec sorties balancées. Les tensions d’entrées sont unipolaires, la plage du convertisseur A/N est également unipolaire. Une seule alimentation est par conséquent suffisante.

VDD

Vin(+)

Vin(-)

2.2k

VREF

33

100pF

Plage de conversion différentielle : 2Vp-p

VDD

100pF

Vin(-) Vin(+)

100nF 33 2V 0.5V

2V 0.5V

10 F +2.0V 2V 0.5V

2.2k

2.2k 2.2k

2V 0.5V

Figure 6-8 : Etage d’adaptation pour convertisseur A/N avec entrées différentielles (III)

6.3 E

Lorsqu’un convertisseur A/N possède plusieurs entrées analogiques, ces dernières passent par un multiplexeur avant d’être couplées à un échantillonneur – bloqueur. Les entrées analogiques sont donc converties séquentiellement. Lorsqu’une entrée est sélectionnée, la sortie de l’amplificateur de l’étage d’adaptation est connectée à un condensateur de quelques picofarads, la tension aux bornes du condensateur étant initialement fixée par le canal précédent. Ce brusque changement de charge, ajouté au fait que les amplificateurs opérationnels sont sensibles du point de vue de leur stabilité aux charges capacitives (réduction de la marge de phase), provoque un phénomène transitoire sur la tension de sortie qui peut conduire à une erreur de conversion. Cette erreur est directement dépendante de la tension du canal précédent. Il y a donc un couplage entre canaux.

La Figure 6-9 illustre ce couplage. En effet lorsque de la conversion du premier canal, S1 est fermé (phase d’acquisition) puis ouvert (phase de maintien). Les condensateurs CS1 et CS2 ont tous deux une tension V1 à leurs bornes. Lors de la fermeture de S2, les tensions aux bornes des condensateurs CS1 et CS2 doivent brusquement passer de V1 à V2. L’amplificateur opérationnel doit fournir ou absorber un courant impulsionnel d’autant plus important que le temps de charge est court. Pour pouvoir assurer une conversion correcte, il faut donc que le temps de fermeture de S2 soit suffisamment long.

VDD

VEE

CS1

VDD

VEE

CS2

V1=1.0V

V2=2.0V

V0

S2

S1

Oscilloscope

Figure 6-9 : Couplage entre canaux de mesure

La Figure 6-10 montre la tension à la sortie de l’amplificateur opérationnel (oscilloscope). On voit que le phénomène transitoire est une oscillation amortie. L’écart initial de tension est de l’ordre de 250mV.

Pour une conversion A/N de 12 bits et une tension de référence de 4V, la quantification de la tension d’entrée est de l’ordre du millivolt. Il faudra donc attendre plus de 50 ns pour éviter le couplage entre les deux canaux

1 1.005 1.01 1.015 1.02 1.025 1.03 1.035 1.04 1.045 1.05 1.7

1.75 1.8 1.85 1.9 1.95 2 2.05 2.1 2.15

t [μs]

Oscilloscope [V]

Transitoire de tension

Figure 6-10 : Transitoire de tension sur l’entrée du multiplexeur

En ajoutant un réseau RS, CF, sous la forme d’un filtre passe-bas, il est possible d’une part de profiter d’un transfert de charges entre le condensateur CF et les condensateurs CS et d’autre part de découpler la charge capacitive vue par la sortie des amplificateurs opérationnels.

VDD

VEE

CS1

VDD

VEE

CS2

V1=1.0V

V2=2.0V

V0

S2

S1

CF

RS

CF

RS

Oscilloscope

Figure 6-11 : Limitation du couplage entre canaux de mesure

Le Figure 6-12 montre qu’il n’y a plus d’oscillations. L’excursion de tension initiale est de l’ordre de 30mV, soit presque 10 fois inférieurs à une connexion directe des sorties des amplificateurs opérationnels aux entrées du multiplexeur

1 1.005 1.01 1.015 1.02 1.025 1.03 1.035 1.04 1.045 1.05 1.7

1.75 1.8 1.85 1.9 1.95 2 2.05 2.1 2.15

Transitoire de tension

t [μ^s]

Oscilloscope [V]

Figure 6-12 : Transitoire de tension sur l’entrée du multiplexeur

6.3.2 Cas des échantillonneurs – bloqueurs

6.3.2.1 Convertisseur à redistribution de charges

La Figure 6-13 illustre le cas de l’entrée d’un convertisseur à redistribution de charges. L’entrée est constituée d’une charge constante de 4pF en parallèle avec une charge soit infinie (phase de maintien) soit composée d’une résistance en série avec un condensateur (phase d’acquisition). La charge du condensateur CM est nulle lors de la transition phase de maintien → phase d’acquisition.

L’amplificateur de l’étage d’adaptation doit donc être capable de fournir un courant important sur sa sortie pour pouvoir charge le condensateur CM pendant la phase d’acquisition.

Figure 6-13 : Convertisseur A/N CMOS à redistribution de charges

6.3.2.2 Echantillonneur – bloqueur pour convertisseur A/N CMOS

La Figure 6-14 montre le cas d’un échantillonneur – bloqueur CMOS. Dans ce cas l’l’amplificateur opérationnel de l’étage d’adaptation doit être en mesure de charger dans un temps très court les condensateurs CS. Ce type d’échantillonneur fait l’objet d’une description détaillée dans le chapitre 7 – Echantillonneurs – bloqueurs.

VDD

V0(+)

VEE

V0(-) V0CM

Vin(+)

Vin(-)

S1

S2

S3

S4

S5

S6

S7

Cp: 16pF

Cp: 16pF

Cs: 4pF

Cs: 4pF

CM: 4pF

CM: 4pF

Figure 6-14 : Echantillonneur – bloqueur CMOS pour entrées différentielles