CHAPITRE IV : DIRECTIVITE RECONFIGURABLE OBTENUE PAR ELEMENTS
II. Systèmes reconfigurables en directivité à deux accès
II. 2. Technique d’amélioration de la directivité
Selon T. H. O’Donnell et al dans [119], E. E. Altshuler et al. dans [120], K. Boyle dans [121], J. M. Lugo et al. dans [122], S. M. Mazinani et al. dans [123] et A. Haskou et al. dans [124], il est possible d’atteindre une forte valeur de directivité si une valeur d’excitation ad hoc est présente sur les ports des éléments rayonnants. Nous allons ainsi rechercher cette valeur du coefficient d'excitation qui maximise le gain et la directivité dans la direction (θ0, 0)
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Pour améliorer à la fois le gain et la directivité de notre structure, nous allons transformer le système précédent en un réseau dans lequel les deux éléments rayonnants sont excités par deux puissances P1 et P2 reliés par un coefficient a02 qui est le rapport de courant entre les ports
d'excitations et défini par :
=[�
∗]
− − �̂�0 2 ∗(� ,� ) (� ,� )
(IV. 1)f1 et f2 désignent les champs électriques qui sont directement extraits dans le logiciel de
simulation HFSS, �0 est le vecteur unitaire dans la direction du champ lointain (θ0, 0); � =
/c est le nombre d'onde; � est le vecteur unitaire dans la direction du champ lointain (θ, ϕ) et (θ) = 2/ θ et (ϕ) = 2 / ϕ sont les pas d'échantillonnage des champs lointains dans les angles sphériques (θ , Φ), où θ et ϕ sont le nombre d'échantillons.
H12
représente l’équation de Uzkov défini par la relation (IV.2)
� =
∑
�=∑
�=(�, �)
∗(�, �)
�̂(�2−�1)sin(�)(�)(�)
(IV. 2)r2-r1 représente la distance entre les ports d’accès d’alimentations.
peut être exprimé en fonction du rapport de puissance 2/P1 et des coefficients de la matrice
impédance [Z] dans la relation (IV.3)
�2
�1
= |
|
22+ �12�02
11+ 12 02 (IV. 3)
Nous supposons au préalable que les diodes PIN �1 à �3 (mode I) sont actives et que
les diodes PIN �4 à �6 sont inactives.
Pour vérifier l’influence du coefficient de pondération sur la directivité, une étude paramétrique sur l’amplitude et la phase a été faite.
Directivité reconfigurable obtenue par éléments rayonnants chargés par composants passifs
Chapitre IV
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Une variation de l’amplitude pas par de 0,2 W avec une phase fixe de 180° (Figure 126) sur le port d’excitation P2 montre que la directivité augmente au fur et à mesure que l’amplitude de
ce port d’excitation augmente. A partir de 0,8 W, cette directivité reste constante jusqu’à 1 W.
Figure 126: Evolution de la directivité sur variation de l'amplitude du port d'excitation P2 avec une phase fixe égale à 180°
Par ailleurs, une variation de la phase par pas de 20° avec une amplitude fixe 0,87 W (Figure 127) sur le même port d’excitation montre que le niveau du lobe principal augmente au fur et à mesure qu’on se rapproche de la direction privilégiée ϕ0 = 0°, θ0 = 270° pour une phase de 180°
où la directivité est maximale et le niveau du lobe secondaire est très faible par rapport aux autres (Figure 127).
Figure 127: Evolution de la directivité sur la variation de la phase du port d'excitation P2 avec une amplitude fixe égale à 0,87 W
On a utilisé les équations précédentes pour calculer avec Matlab [125] le coefficient de pondération a02 (0,87 ) qui nous permet d’obtenir le maximum de directivité dans une
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direction donnée. Ce coefficient de pondération en courant a été transformé en puissance, en utilisant la formule (IV.3) avec la matrice [Z] de valeur :
[Z] = [ ,, +− , �� ,, − , � ]+ �
L’antenne 1 est excitée par une puissance P1 (1W 0°), et pour la direction ϕ0 = 0°, θ0 = +90°
puis 270°, on trouve P2 (0,87 W 180°). Après avoir simulé la structure pour chaque mode
sous HFSS, il faut aller dans le menu « edit sources » (Figure 128) pour exciter chaque port avec le bon rapport de puissance.
Figure 128: Excitation des ports avec les coefficients de pondérations réalisée sous HFSS
Avec l’activation du mode I, nous avons un gain total simulé réalisé de 5,5 dB dans la direction de 270°, le rayonnement arrière est de -2.3 dB, et l’angle d’ouverture à -3 dB de 51° comme l’illustre la Figure 129 (a).
Avec l’activation du mode II, nous avons un comportement parfaitement symétrique avec un gain total réalisé simulé de 5,5 dB dans la direction + 90°, un rayonnement arrière de - 2,3 dB, et un angle d’ouverture à -3dB de 51° comme le montre la Figure 129 (b).
Nous pouvons constater une amélioration de 2,4 dB dans les directions 270 ° et + 90 ° correspondantes à l'axe des X, et que le rayonnement arrière est réduit par rapport aux diagrammes de rayonnements simulés précédemment (Figure 125). Ainsi, dans ce cas les stubs utilisés jouent bien le rôle de réflecteurs et/ou de directeurs.
Directivité reconfigurable obtenue par éléments rayonnants chargés par composants passifs
Chapitre IV
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(a) (b)
Figure 129 : Gain total réalisé simulé du réseau d’antennes dans le plan azimutal XoZ pour P1 (1W 0°) et P2 (0,87W 180°). (a) Mode I, (b) mode II
Pour la réalisation de cette solution, un diviseur-déphaseur est nécessaire pour alimenter les antennes avec des amplitudes et des phases différentes.
Parmi les solutions existantes dont celle qui consiste à utiliser un circuit contrôleur d’amplitude et de phase sur des signaux indépendants [126], nous avons choisi de concevoir un diviseur de puissance fonctionnant à la fréquence f0 dont le rapport des puissances et le
déphasage entre les ports de sortie Port 1 et Port 2 doivent atteindre les objectifs suivants :
• P2/P1= 0,87
• ϕ2-ϕ1=180°
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Figure 131: Layout du diviseur de puissance et déphaseur sous ADS
Les Figures 132 et 133 illustrent les performances obtenues en simulation avec le logiciel ADS.
Directivité reconfigurable obtenue par éléments rayonnants chargés par composants passifs
Chapitre IV
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Figure 133: Déphasage simulé entre les ports 1 et 2 en fonction de la fréquence
Ces valeurs simulées sont en adéquation avec les objectifs fixés au préalable.
Après avoir fabriqué ce diviseur, nous avons mesuré ses performances sur l’analyseur de réseau. Les Figures 134 et 135 représentent le tracé expérimental du déphasage et du rapport des puissances entre les ports 1 et 2 du diviseur déphaseur. Ces valeurs expérimentales répondent à nos attentes en termes de déphasage et de rapport de puissance.
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Figure 135: Rapport d'amplitude de puissance mesuré P2/P1
L’utilisation de ce diviseur et déphaseur sans l’antenne offre un coefficient de réflexion mesuré en entrée de -14,26 dB à 2,45 GHz (Figure 137 a). Par contre, son usage avec notre antenne (Figure 136) permet d’obtenir un coefficient de réflexion mesuré (Figure 137 b) avec des minimums beaucoup plus bas en fréquence (1,65 GHz et 2,1 GHz). De plus, l’ajout de ce diviseur et du déphaseur au système existant provoque une augmentation importante de son encombrement et perturbe le rayonnement du système.
Directivité reconfigurable obtenue par éléments rayonnants chargés par composants passifs Chapitre IV 115 (a) (b)
Figure 137:Coefficients de réflexion mesurés de : (a) diviseur et déphaseur seul, (b) l'association du diviseur, déphaseur et de l'antenne
(a)
(b)
Figure 138: (a) Structure antennaire associée au diviseur de puissance et déphaseur sous test, (b) gain mesuré à 2,1 GHz du mode I de la structure antennaire associée au diviseur
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Par la suite, nous allons tenter de proposer une nouvelle solution permettant d’obtenir des performances équivalentes tout en conservant l’encombrement initial.