D
EPUIS de nombreuses an•nées. on a essayé à main•
tes reprises de construire.
pour les amplicateurs BF, des étages de sortie push-pull n'utili-sant pas de transformateurs.
Dans le cas des amplificateurs à lé1mpes, on n•a toutefois jamais abouti à des applications éten-dues, essentiellement du fait que les haut-parleurs nécessaires doi-vent posséder des bobines à haute impédance, difficiles à construire.
--u--831
F1G. 1 a
En outre, ces haut-parleurs sont particulièrement fragiles à cause
· de la finesse du fil utilisé. Grâce à ses faibles tensions d'alimentation et à ses charges de valeur ohmi-que réduite, la technique des transistors crée par contre des conditions beaucoup plus favora•
bles pour la réalisation de cir-cuits de ce type. Du point de vue de l'industrie des récepteurs, il est extrêmement intéressant que les amplificateurs à transistors à large bande passante et faible distorsion puissent être réalisés sans emploi de transformateurs : la tendance moderne à la cons-truction d'amplificateurs basse fréquence à étage de sortie sans transformatellr est justifiée no-tamment par les arguments im-portants suivants :
Dans la technique utilisée jus-qu'à présent, les transformateurs constituent un facteur de prix im·
portant. Leur poids et leur en•
cambrement entraînent une ser-vitude gênante pour la construc-tion des amplificateurs et font obstacle à l'utilisation de circuits imprimés. En outre, les étages de sortie à transformateur présen-tent une réponse en fréquence dont l'effet peut être gênant.
L'inductance du transformateur doit être aussi élevée que possible afin que la fréquence de coupure inférieure soit faible. La fréquen•
. . . 0 1121
ce de coupure superieure doit être aussi élevée que possible, c'est-à-dire que l'atténuation du transformateut· doit être très fai-ble aux fréquences élevées ; celui-ci doit donc présenter des capacités d'enroulement réduites et de faibles inductances de per-tes. Ainsi le dimensionnement des enroulements doit satisfaire à des exigences opposées : grand nom-bre de spires pour réduire la fré-quence de coupure inférieure.
fai-FIG. 1 b
ble nombre de spires pour aug-menter la fréquence de coupure supérieure. En pratique, on doit toujours choisir un compromis.
Pour les amplificateurs BF de qualité, à large bande, on est obligé d'utiliser des transforma-teurs présentant des inductances élevées avec un faible nombre de
---1
Tous ces inconvénients peuvent être évités dms le cas d'étages de- sortie sans transformateur.
Dans les circuits de ce type. le haut-parleur est directement relié à l'étage de sortie.
SCHEMAS DE PRINCIPE D'ETAGES DE SORTIE
PUSH-PULL
On sait que les circuits push-pull classe B. présentent pour les appareils à alimentation par piles J'avantage particulièrement im-portant d'une consommation très faible pour les faibles niveaux de ccmmande. et croissant propor·
tionnellement avec l'amplitude de sortie.
Suivant le mode d'alimentation en courant continu des deux tran-sistors de l'étage de sortie, on distingue les montages push-pull parallèle et série. Dans le ·mon-tage push-pull parallèle, les deux transistors de l'étage de sortie sont en parallèle pour le courant continu et commandés en opposi•
tion de phase : leur puissance de sortie est appliquée par l'inter-médiaire d·un transformateur à une résistance de charge commu-ne. Une variante du montage pa•
f'IG. 1 C
spires et ayant des bobinages à faible capacité, ce qui exige des noyaux de volume important ou ries tôles de haute qualité. Un autre inconvénient particulière-ment sensible pour les étages de sortie classe A est le courant d'aimantation du transformateur.
Le transformateur peut en outre être sensible à l'influence de champs magnétiques provenant de l'alimentation secteur (ronfle-ments).
rallèle exige un haut-parleur à bobine à prise médiane.
Dans le cas du montage push•
pull série, les transistors sont montés en série pour le courant continu. L'une des bornes du haut-parleur est reliée au point milieu de la batterie ou encore par l'intermédiaire d'un conden•
sateur, à l'un des pôles de la bat·
terie, lorsque celle-ci ne présente pas de point milieu. Pour suppri-mer également le transformateur
d'attaque, il est nécessaire de prévoir un driver approprié per-mettant d'attaquer les transistors de; sortie avec la phase convena-ble.
a) Etace de sortie sans trans-formateur de sortie, mais avec transformateur d'attaque.
Le schéma de principe de ce montage est représenté figure la.
Les réalisations avec transistors PNP ou NPN sont équivalentes.
Le montage présente des avanta-ges liés à l'utilisation du transfor-mateur d'attaque. La résistance dt. haut-parleur dépend de la puissance de sortie et de la ten-sion batterie. L'emploi d'wie source d'alimentation avec prise médiane permet d'économiser le condensateur électrolytique de va-leur élevée pour le haut-parleur Parmi les avantages, il faut no•
te1 : suppression du transforma-teur de sortie : économie de puis-sance d'attaque grâce au couplage de l'étage de sortie par l'intermé-diaire du transformateur d'atta-que : bonne réponse en fréquence.
distorsion réduite et amplification élevée. Pour une tension collec-tf'ur nominale doMée des
transis-PNP MMl'!fC
FIG. 1 d
tors de sortie, la tension d'ali-mentation peut être deux fois plus élevée que dans le montage stan-dard. L'étage de sortie peut être réalisé en montage émetteur commun au moyen de transistors de même type (PNP ou NPN) ; on obtient ainsi des conditions particulièrement favorables pour l'appairage des transistors de sortie.
Il faut toutefois reconnaitre que les courants de repos des
transis-tors de sortie sont un peu plus difficiles à régler que dans le montage standard ; deux thermis-tances peuvent être nécessaires dans le cas de puissances de sor-ti( importantes.
b) Etages de sortie push-pull st-rie PNP /NPN sans transronna-t~ms.
Le schéma de principe d'un montage push-pull série sans transformateur équipé de deux transistors PNP, est représenté figure lb. Dans ce schéma, l'un fré-quence ; amplification bonne, quoiqu'un peu moins élevée que dans le montage avec transfor-mateurs ; faible distorsion: Pour une tension collecteur nominale donnée des transistors de sortie, la tension d'alimentation peut être deux fois plus élevée que dans le montage à transformateurs.
Ce montage permet d'obtenir des puissances de sortie élevées.
Cependant les points de fonc-tionnement et la compensation des variations de température .sont un peu plus difficiles à ré-gler. Le courant driver est plus élevé que dans les amplificateurs à transformateur d'attaque ; une augmentation supplémentaire de ce courant (de l'ordre de deux fois) est liée à la suppression du transformateur de sortie. Le cou-rant driver plus élevé entraine une charge llil peu plus grande d€ la source d'alimentation. Les transistors de sortie doivent pré-senter un gain important.
c) Etages drivers avec transis-tors complémentaires symétriques PNP/NPN.
Le schéma de principe de la figure le représente une variante intéressante du circuit précédent.
Dans ce schéma, la sortie peut être réalisée soit en technique conventionnelle avec transforma-teur, soit en tE"Chniqùe sans trans-formateur. Le transformateur
dri-\'er est remplacé par une combi-naison de transistors PNP /NPN.
La réponse en fréquence, la dis-torsion et l'amplification sont presque aussi favorables que dans le montage standard avec deux transformateurs. Le mon-tage exige un peu plus de NPN sans transformateur.
La figure ld représente le la masse fournit une amplification de puissance un peu plus faible mais est particulièrement insen-sible du point de vue de transformateurs, mais plus facile que dans les montages la et lb. la tension d'alimentation peut être double de celle du montage stan-dard à transformateurs.
Ce montage est simple, facile, Les amplificateurs basse fré-quence à étage de sortie PNP / PNP et à ét<)ge de sortie com-plémentaire symétrique (PNP / NPN) décrits ci-après présentent les points communs suivants :
L'étage driver est déterminant pour la tension de commande des tJ ansistors de sortie. Pour dis-poser d'une tension aussi voisine que possible de la tension d'ali-mentation pour la commande, la tension de saturation du transis-tor driver et la chute de tension aux bornes de la résistance d'émetteur doivent être faibles.
Lorsque le transistor de sortie T3 valeur maximale du courant alter-natif de base. Ce potentiel est supérieur à la valeur de la ten-sion d'alimentation sisponible. Le driver doit donc être alimenté par une tension plus élevée. Il est également possible, comme dans
le cas des circuits représentés, d'obtenir la tension d'alimentation supplémentaire par superposition d<' la tension de sortie à la t.en-sion d'alimentation normale en reliant la résistance collecteur du driver non pas au pôle négatif de-.:Ja batterie, mais à la résis-tance de sortie.
Au contraire des ampli(icateurs BF à étage de sortie parallèle, les deux transistors de sortie des amplificateurs à sortie push-pull série sans transformateur ne dis•
Le courant driver nécessaire pour la commande doit donc pré-senter également une valeur au rr.oins double. Dans le cas du couplage du driver par transfor-mateur, on obtiendrait une adap-tation de puissance notablement plus favorable et ainsi une va-leur relativement faible du cou-rant driver.
A l'inverse de ce qui se passe pour un étage push-pull classe B avec transformateur de sortie, la tension d'alimentation peut ici être égale à la tension collecteur maximale admissible. En d'autres termes, la tension d'alimentation
peut être deui.. fois plus grande pour des transistors identiques.
Une certaine puissance est dis-sipée dans les résistances d'émet-ttur des transistors de sortie ; ces résistances ne peuvent toute-fois par' être supprimées pour des raisons de stabilité thermique.
Elles assurent en outre avec la résistance de sortie une linéari-sation · des caractéristiques des transistors. La figure 2a la demi-alternance pendant la-quelle T4 est saturé.
Pendant la commande de T3, c'est l'éne'rgie emmagasinée dans le condensateur CL qui fournit importantes des tensions de char-ge et de décharge. Ces variations push-pull classe B sans transfor-mateur. étage préamplificateur, un étage driver et un étage push-pull série respectivement équipés des tran-sistors AC151 VII, AC151
vn.
2 xC1.100pf -19,SV R,7.lk$2 -'YJV
hft-_--t---t'---4',/\,',Nl...-~---,---,---o
u ,
Rt 10kn
C7 25pf +
-25!}
ov
FIG. 4
AC153 du groupe B. pour laquelle le gain minimal tn courant conti-nu ,/J .. ,. (pour l"
=
300 mAl est d'environ 130 V.Le point de fonctionnement de l'un des transistors (T3) est ré-glé à l'aide du driver, celui de J'aulr& (T4) à J'aide d'un wvi•
seur de tension dont le dimension-nement optimal a été déterminé par des mesures de température.
L'un des trimsistors (T3) fonc•
lionne en montage collecteur, l'au-tre (T4> en montage émetteur.
Le transistor driver est ainsi chargé de faç-on différente pour chacun des transistors de sortie, c'est-à-dire à chaque demi-alter-nance.
Pour assurer le blocage du lt-ansistor T3 pendant la demi-alternance qui sature T4, il est nécessaire de placer une résis-tance (R16
=
39 Q) entre la basede T3 et le point milieu. La sta•
bùisation thermique des points de fonctionnement des transistors de Sùrtie est un peu plus délicate que àans les étages push-pull habi-tuels. car Je point de fonctionne-ment de 1':i est réglé par T2, et celui de T4 par sun propre
divi-R7 12kl>
Rt/.lki:>
scur de tension de base. Une sta-bilité thermique suffisante est ob-tenue en équipant le diviseur de tension de base de '1'4 d'une ther-mistance qui compense l'influence de la température ambiante, tan-dis que cet effet compensateur est assuré pour T3 par l'étage driver T2. Le schéma représenté à la figure 4, pour une puissance de sortie de 4 W peut, si nécessaire, être modifié par remplacement de quelques éléments pour fournir une puissance de sortie de 6 W.
Le schéma est alors celui de la figure 5. Les considérations fon-damentales sont les mêmes que pour l'amplificateur de 1 W décrit précédemment.
AMPLIFICATEUR BF AVEC ETAGE DE SORTIE
PUSH-PULL SERIE PNP /NPN Alors que les transistors PNP appairés permettent d'obtenir une bonne identité des caractéristi-ques, cette identité ne peut pour l'instant être assurée que dans une moindre mesure pour les paires complémentaires surtout aux courants collecteurs élevés.
Pour cette raison, nous ne
décri--30V
1612
Fou. 5
rot" 46
*
H" 1 127vons ici qu'un montage pour une puissance de sortie maximale de 1 W utilisant la paire de transis•
tors AC152 (PNP) / AC127 (NPN).
Cette difficulté de principe ré•
suite du fait que dans le cas de transistors de même type, l'em-ploi d'une méthode de fabrication et d'un matériau de départ iden•
tiques assurent dès l'origine l'ob-tention de caractéristiques dans une large mesure semblables. Si les caractéristiques de deux transistors sont confondues en un, ou mieux encore en deux points, on peut admettre avec une certi-tl!de suffisante que les caracté-ristiques restent identiques dans le reste du domaine.
Cette hypothèse n'est pas justi•
fiée dans le <'as de paires complé-mentai res. Il faut s'attendre à trouver alors des courbes de ca•
ractère wfférent ; une coïnci-dence des caractéristiques en un ou même en deux points de me-sure n'assure pas encore une identité. La différence d'évolution des caractéristiques apparaît' sur•
tout dans le cas de courants
col-montage série de transistors PNP / NPN supprime l'étage déphaseur.
Le courant de repos qui traverse les deu.x transistors est réglé à l'aide du potentiomètre Rll. Les exigences d'une wstorsion de tran-sition classe B réduite et d'un cou·
rant de repos faible ont été satis·
faites à l'aide des résistances d'émetteur de 0,5 0 pour chaque transistor. La perte de tension produite par R7. pour le signal de commande maximal, et par la knsion de saturation Ure ... du transistor T2 est de nouveau corn•
pensée par le fait que la résis•
tance du collecteur RlO de l'étage driver, n'est pas directement re•
liée au pôle négatif de l'alimenta-tion, mais connectée à la résis-tl!nce de sortie.
Le point de fonctionnement de 1 · étage de sortie est stabilisé contre les fluctuations de tempé-rature par la thermistance R9 tandis que les variations thermi•
ques de J'étage driver sont com-pensées par li.' fait que son divi-seur de tension est relié non pas au pôle négatif. mais au collec-teur de J'étage préamplificateur.
C1.100~F Rs.,70Q
1+11- _ ....---+---~----..=---...---.,---o-·9V
SQ
C6 2pf + -Fw. ti
lf<:teurs élevés. Le choix de deux transistors PNP et NPN. présen-tant la variation semblable dési-rée des caractéristiques, nécessite donc des études détaillées et des travaux importants.
Le transistor PNP AC152 se prête très bien à l'appairage avec Je transistor NPN AC127. On a obtenu ainsi des valeurs du coef•
ficient de distorsion très favora•
bles. En comparant, de plus, la variation du gain en courant en fonction du courant collecteur, on obtient également un très bon accord entre le AC127 et le AC152.
La figure 6 représente le cir-cuit d'un amplificateur à trois étages pour une puissance de sor•
tie de 1 W, avec une tension d'alf-mentation de 9 V et une résis-tance de sortie de 8 ,Q ; le coef-ficient de distorsion à demi-puis-sance est de 3,3 %.
Le schéma est habituel jusqu'à J'étage de sortie complémentaire symétrique. Au contraire de la sortie push-pull classe B avec ll'ansformateur. les deux transis-tors de sortie sont ici montés en
~érie pour le courant continu ; le
Les variations thermiques du préamplificatew· s'opposent ainsi à celles du driver.
En vue d'assurer une comman-de symétrique de l'étage driver
u,,
(4,9 V) est supérieure à la moitié de la tension <l'alimenta tion. Des tensions continues wffé-rentes sont ainsi appliquées aux deux transistors de sortie : les valeurs sont de 4 V pour le tran-sistor PNP et de 5 V pour le b·ansistor NPN.La dissipation du transistor NPN est donc plus élevée, sensi·
blement dans le rapport des ten-sions,.c'est-à-wre de 25 %. La ré•
sistance thermique R,,. o du AC127
( <
ll0°/W) étant également su-périeure à c e J l e du AC152( <
50" /W), il est nécessaire, dans le cas de radiateurs séparés, de monter la thermistance sur Je radiateur plus grand du AC127.Pour les deux transistors, il faut un radiateur commun de 20 m".
(Extraits et adaptation de la documentation Siemens c Informa-tions Techniques Semi . conduc•
tcur:s 1 • 6 300 - 118-2).