Une des fonctions d’un récepteur est de fournir à sa sortie, l’amplitude et la phase du signal à sa sortie. Pour cela, deux méthodes existent, l’une analogique et l’autre numérique :
- les D.A.P.40,
- la transformée de Hilbert.
Schématiquement, ces deux techniques décomposent le signal réel en deux signaux en quadratures (I & Q), exploitables sous une forme complexe (I + j . Q).
Les D.A.P. sont basés sur l’utilisation combinée de diviseurs de puissance, de mélangeurs et de circuits « hybrides à 90° ». Nous disposons de 8 sorties pour notre application. Il faut donc utiliser 8 D.A.P. qui travailleront simultanément. Ces composants doivent être synchronisés et calibrés, ce qui, du fait de leur constitution, est difficilement réalisable.
L’application de la transformée de Hilbert sur des échantillons acquis, peut être comparée à un filtre qui apporte un déphasage de - π/2. Comparativement aux D.A.P., les problèmes liés à la synchronisation et au calibrage, n’existent plus. De plus amples renseignements seront donnés sur la transformée de Hilbert dans le chapitre II.4 sur le traitement des données.
La sensibilité du récepteur est de - 140 dBm avec une dynamique de 70 dB et une bande passante de 25 kHz. En se fixant une échelle allant de 0 à 10 V pour le port d’entrée du convertisseur analogique/numérique, le gain total de la chaîne de réception est de + 100 dB.
Chapitre II
100 Définition, Réalisation et Tests d’un Radar V.H.F. Multifréquence et Multipolarisation (M.O.S.A.R.)
Sur les sorties du récepteur, chaque voie est la résultante des signaux incidents pour une polarisation et une fréquence données. L’intermodulation entre les signaux lors des différentes étapes de traitement revêt donc une importance particulière.
* Préamplificateurs d’Entrée (Bloc N°6B)
Le rôle de ces préamplificateurs est de récupérer les pertes induites par le diviseur de puissance et les mélangeurs se trouvant en amont du filtre F.I. « adapté ». Ainsi, la détérioration du rapport signal à bruit est évitée. Du fait de leur position dans le système de réception et de leur rôle, leurs caractéristiques principales sont les mêmes que celles des préamplificateurs d’antennes, tout en étant moins restrictives du fait qu’ils ne sont pas les premiers amplificateurs.
Suivant les critères mentionnés plus hauts, un préamplificateur d’entrée est une association de deux MAV 11 (MINI-CIRCUITS) en série. Le gain total d’un préamplificateur est de 19 dB avec une ondulation dans la bande de ± 0.5 dB (figure II.2.23), pour un facteur de bruit de 4.2 dB et un point d’interception d’ordre 3 égal à + 18.5 dBm. La dispersion entre les voies, est de ± 0.6 dB en amplitude et de ± 5° en phase. Ce bloc possède un autre rôle qui est la protection du récepteur lors de l’émission du signal.
* 1er Etage de Réception
Le premier étage de réception est constitué d’un diviseur de puissance, d’un mélangeur, d’un oscillateur et d’un filtre « adapté ». Ces composants constituent les blocs N°4, 5 et 7. La figure II.2.24 présente le schéma simplifié du premier étage du récepteur.
L’entrée du 1er étage de réception correspond au bloc N°4 du système. Les pertes
d’insertion de ce module sont de 13.5 dB avec une dispersion d’amplitude de ± 0.3 dB, et de phase de ± 5° pour une isolation entre les voies L.O. et R.F. d’environ 45 dB, et entre les voies L.O. et I.F. de 40 dB.
Figure II.2.23 : Système de réception (bloc N°6B), gain des préamplificateurs d’entrée.
Diviseurs de Puissance de Puissance Diviseurs Mélangeurs Filtre FI Passe - Bande 112 MHz± 35 kHz O.L. Emission ( f1, f2, f3, f4 ) ( 132 - 212 MHz ) Signaux Issus des Préamplificateurs Signaux allant vers le second étage de réception Emission Bloc N°4 Bloc N°5 Bloc N°7 d'Entrée
Figure II.2.24 : Schéma simplifié du premier étage du récepteur pour une polarisation. Le dernier composant constituant la « tête » de réception est le filtre « adapté ». Sa réponse fréquentielle doit maximiser le rapport signal à bruit à sa sortie. Pour un radar dont la forme de l’onde émise est approximativement une impulsion rectangulaire, les caractéristiques conventionnelles du filtre F.I. passe-bande approchent la qualité d’un filtre « adapté » lorsque le produit de la bande passante B avec la largeur de l’impulsion τ est de l’ordre de l’unité, c’est à dire B × τ = 1.
Ainsi pour une impulsion émise de 40 µs, la largeur du filtre adapté idéal doit être de
25 kHz. En pratique, le filtre adapté idéal n’est jamais obtenu exactement. Il peut donc être intéressant d’examiner l’efficacité d’un filtre « non adapté » par rapport à un filtre « adapté idéal ». Pour exemple, la figure II.2.25 représente l’efficacité d’un filtre de réponse fréquentielle
rectangulaire, quand l’entrée est une impulsion rectangulaire de largeur Ti [47].
La largeur optimale du filtre est donnée pour :
B T. i=1 37.
Soit :
B = 34.25 kHz pour Ti = 40 µs
Chapitre II
102 Définition, Réalisation et Tests d’un Radar V.H.F. Multifréquence et Multipolarisation (M.O.S.A.R.)
Produit Bande Passante x Durée de l'Impulsion, B . Ti
Effic ac ité pa r ra pport a u Filtre A d ap té ( % ) 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 0 1 2 3 4
Figure II.2.25 : Efficacité relative au filtre « adapté idéal », d’un filtre de réponse en fréquence
rectangulaire, lorsque le signal d’entrée est une impulsion rectangulaire de largeur B × Ti [47].
Les caractéristiques exactes du filtre ont été imposées par les modèles disponibles dans les catalogues des constructeurs. Le filtre choisi est un filtre à quartz de type BE60K
fabriqué par la société C.E.P.E.41 (Argenteuil - 95).
Les caractéristiques mesurées (figures II.2.26 à II.2.28) de ces filtres, sont les suivantes : - fréquence centrale F0 : 112 MHz, - bande passante : 70 kHz ± 0.5 kHz, - ondulation : ± 0.2 dB, - pertes d’insertion : 3 dB, - atténuation : 32 dB à F0 ± 60 kHz, 58 dB à ± 100 kHz, 66 dB à ± 1 MHz, - retard de groupe : 20 µs, - variation de phase : 8.2°/kHz.
Le coefficient de surtension de ces filtres est donc de 1580. Du point de vue de la structure du bloc, la dispersion de niveau entre les différents filtres n’excède pas ± 0.4 dB, et en
phase ± 15°. Avec ce type de filtre, le rapport signal à bruit est diminué d’environ 4 dB par
rapport au filtre idéal.
La valeur de cette fréquence centrale conditionne ainsi le fractionnement des sources d’émission, fixe (f = F.I. = 112 MHz) et variables (132 MHz < f1, f2, f3, f4 < 212 MHz).
De la même façon que pour le système d’émission, le bloc N°5 assure la cohérence du radar. Il sert à répartir les quatre fréquences entre l’émetteur et le récepteur. Des amplificateurs sont intégrés à la structure pour récupérer les pertes liées aux diviseurs de puissance. Les sources étant à large bande de fréquence, l’ondulation dans la bande doit être
41 C.E.P.E. : Compagnie d'Electricité et Piézo-Electricité.
faible. Elle n’excède pas 0.6 dB. De même, les dispersions en amplitude entre les différentes sorties de ce bloc sont dans le cas le plus mauvais de ± 0.2 dB et de ± 3° pour la phase.
Figure II.2.26 : Système de réception (bloc N°7), bande passante des filtres à quartz.
Figure II.2.27 : Système de réception (bloc N°7), bande passante des filtres à quartz.
Chapitre II
104 Définition, Réalisation et Tests d’un Radar V.H.F. Multifréquence et Multipolarisation (M.O.S.A.R.)
Figure II.2.28 : Système de réception (bloc N°7) - Filtres à quartz, variation de phase dans la bande passante.
* 2ème Etage de Réception
Après avoir maximisé le rapport signal à bruit, la modulation d’impulsion est extraite par un second étage de réception et le signal est amplifié à un niveau adéquat pour permettre son acquisition.
La figure II.2.29 présente le diagramme simplifié du second étage de réception. Il se
décompose en deux parties, une H.F.42 et l’autre B.F.43. Chaque partie étant respectivement
constituée de différents blocs : - Partie H.F. :
* diviseur par 16,
* déphaseurs à commande numérique,
* bloc N°3 : mélangeurs + sommateurs 2 voies. - Partie B.F. :
* bloc N°8 : filtres passe-bande + amplificateurs.
42 H.F. : Haute Fréquence. 43 B.F. : Basse Fréquence.
Sommateurs
+
+
+
+
+
Diviseur de Puissance Mélangeurs Filtres BF Passe - Bande 75 kHz±12.5 kHz ( 112 MHz - 75 kHz ) du Premier Etage Signaux Issus de Réception C.A.N.φφφ
φφφφφ
Déphaseurs à Commande Numérique ( 0° - 360° )
Amplificateurs
O.L. Fixe
Bloc N°3 Bloc N°8
Figure II.2.29 : Schéma simplifié du second étage du récepteur super-hétérodyne, pour une polarisation.
La partie H.F. comprend le deuxième mélange du récepteur super-hétérodyne. Il s’effectue avec un oscillateur local à fréquence fixe, sur lequel sont appliqués les différents déphasages. En série sur cet oscillateur, sont mis les 16 déphasages nécessaires pour récupérer les différences de phase entre les signaux issus des antennes. Les signaux sont ainsi modulés avec une fréquence porteuse basse puis additionnés deux par deux suivant leurs polarisations et leurs fréquences. La valeur de cette dernière fréquence porteuse est fixée à 75 kHz. Ce choix a
été fait afin d’éviter les problèmes de repliements du spectre lors de l’échantillonnage (Fe = 100
kHz) et surtout pour limiter le nombre d’opérations dans la transformée de Hilbert. Dans le chapitre II.4 sur le traitement des données, de plus amples détails seront fournis pour justifier le choix de la dernière fréquence porteuse.
Dans ce deuxième étage de réception, les qualités du mélangeur doivent être identiques à celles du premier étage, avec en plus un rendement plus élevé. Du fait de l’importance de la translation fréquentielle, un mélangeur avec un rendement élevé permet de limiter les pertes de conversion. Pour l’ensemble du bloc N°3, elles sont de 6 dB avec un déséquilibre entre voies de ± 0.5 dB en amplitude, et de ± 0.5 ° en phase.
Suite à ce mélange, les signaux sont additionnés deux par deux puis de nouveau filtrés. La fréquence centrale de ce filtre passe-bande est de 75 kHz et sa bande passante de 25 kHz. Afin d’accroître de nouveau le rapport signal à bruit, un filtrage très sélectif est réalisé, tout en prêtant attention à la linéarité en amplitude et en phase dans la bande passante. Le filtre sélectionné est un MAX 274 du fabricant MAXIM (Voisins Le Bretonneux - 78). Il est réalisé par la mise en cascade de quatre filtres de Butterworth du second ordre. Chaque filtre est centré sur la fréquence de 75 kHz et possède une bande passante de 32.4 kHz (figure II.2.30). A la sortie de ce filtre, un amplificateur opérationnel adapte le signal au niveau de l’échelle d’acquisition du convertisseur analogique/numérique. La photographie de la figure II.2.31 présente une vue des
filtres basse-fréquence utilisés. Pour une question d’encombrement, des composants C.M.S.44
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106 Définition, Réalisation et Tests d’un Radar V.H.F. Multifréquence et Multipolarisation (M.O.S.A.R.)
sont utilisés. Les performances de ces filtres en terme de gain et de phase en fonction de la fréquence, sont données sur les figures II.2.32 et II.2.33.
Figure II.2.30 : Système de réception (bloc N°8) - Filtres B.F. passe-bande.
Figure II.2.31 : Système de réception (bloc N°8), vue des filtres B.F. passe-bande à 75 kHz utilisés.
Figure II.2.32 : Système de réception (bloc N°8) - Bande passante d’un filtre basse fréquence.
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Figure II.2.33 : Système de réception (bloc N°8), bande passante d’un filtre basse fréquence.