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haut nécessaires à la suppression de la composante DC s’accompagnent de contraintes difficiles à
satisfaire. En effet, pour ne pas dégrader le signal utile, leur pole doit se situer suffisamment bas en
fréquence. La surface de capacité ainsi que le temps d’établissement du signal lors des changements
de gain de la chaîne de réception (changements nécessaires suivant le niveau de puissance du signal
d’entrée, pour éviter la saturation de la chaîne) deviennent alors extrêmement pénalisants.
Figure 19: Répartition des canaux 802.15.4 et 802.11b dans la configuration Nord‐Américaine
La solution utilisant une fréquence intermédiaire de 6MHz apparait donc être la mieux adaptée
car elle permet d’allier simultanément réjection des interféreurs IEEE 802.15.4 et IEEE 802.11b ainsi
qu’une implémentation suffisamment simple. Un récepteur basé sur une fréquence IF de 6MHz a
donc été retenu, malgré le surcroît de consommation qui résultera des étages de la chaîne de
réception fonctionnant à cette fréquence (filtre de canal, amplificateurs, convertisseur A/D). Enfin,
l’utilisation de cette fréquence nécessite une réjection du signal d’image de 34dB.
4 PRESENTATION DE L’ARCHITECTURE RETENUE
Au cours de la première partie de ce chapitre, nous avons justifié le choix d’utiliser une
architecture utilisant une fréquence intermédiaire de 6MHz. Ce paragraphe, va détailler plus
précisément la structure retenue à partir de la description des différentes fonctions la composant.
Une première partie présentera l’interface entre le récepteur et l’émetteur. La deuxième partie fera
une parenthèse en traitant du problème de la suppression du filtre d’antenne dans le cas du
standard GSM. Enfin dans une troisième partie, nous présenterons la méthode retenue pour générer
les signaux en quadrature en sortie du mélangeur. Ces signaux sont nécessaires pour utiliser ensuite
un filtre complexe à réjection d’image.
4.1 Interface RX/TX
Généralement dans les circuits sans fils émetteur/récepteur, il est classique d’utiliser un
commutateur d’antenne permettant de réaliser la commutation entre la chaîne d’émission et la
chaîne de réception [8] [9] [10]. Ce composant est un élément externe. Il est donc coûteux, il diminue
les densités d’intégration du système et il présente généralement des pertes pénalisantes pour les
performances du récepteur. Son utilisation est nécessaire pour des solutions robustes mais n’est pas
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Sans ce commutateur et en utilisant une seule antenne, l’entrée du LNA et la sortie de
l’amplificateur de puissance ou PA (Power Amplifier) doivent être connectées à l’intérieur du circuit
intégré. Le même plot RF est donc utilisé à la fois pour l’émetteur et pour le récepteur (Figure 20). Le
standard IEEE 802.15.4 fonctionnant en mode « half‐duplex », chaque étage (LNA ou PA) peut donc
présenter une haute impédance lorsqu’il est éteint. Cela permet de ne pas impacter les
performances de l’étage se trouvant en mode de fonctionnement. Le reste de l’interface avec
l’extérieur est ensuite identique pour la partie émission et pour la partie réception. Ainsi, nous
utilisons une seule antenne, (c’est le plus souvent le cas pour toutes les architectures qui intègrent
un commutateur d’antenne), mais aussi un seul filtre d’antenne ou un seul balun suivant le besoin.
Figure 20 : Interface RX/TX
4.2 Suppression du filtre d’antenne
Un filtre d’antenne (Figure 1 et Figure 2) est utilisé dans les architectures de réception sans fils
de type GSM, 3G, WLAN, etc. Il permet de réaliser le premier filtrage des interféreurs hors bande et
ainsi de réduire le besoin de linéarité du récepteur. Il doit être très sélectif (facteur de qualité
supérieur à 1000). Deux types de filtres sont en concurrence pour cette application : les filtres SAW
(Surface Acoustic Wave) et les filtres BAW (Bulk Acoustic Wave). Leur principe de fonctionnement est
basé sur l’utilisation de résonateurs (Figure 21) caractérisés par une réponse fréquentielle présentant
une fréquence de résonnance (f
p) et une fréquence d’antirésonance (f
r) [11].
Figure 21: Principe de fonctionnement d'un résonateur
La fonction bande passante (Figure 22(b)) est ensuite réalisée en connectant ces résonateurs en
utilisant un montage de type filtre « Ladder » (Figure 22(a)) [12].
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Figure 22: Réalisation de filtres RF sélectifs
La façon dont est réalisé le résonateur différencie les filtres SAW des filtres BAW. Le filtre SAW
[12] utilise un résonateur à onde acoustique de surface (Figure 23(a)) alors que le filtre BAW [12]
utilise un résonateur à onde acoustique de volume (Figure 23 (b)).
(a) Résonateur SAW (b) Résonateur BAW
Figure 23: Vue en coupe d'un résonateur SAW et BAW
Ces composants nécessitent l’utilisation de matériaux particuliers tels que le SiN ou l’AiN. Ils ne
peuvent donc pas être réalisés avec une technologie CMOS sur silicium. Ils restent donc des
composants externes très coûteux (une intégration à posteriori du type « above IC » est envisageable
pour un réaliser un filtre BAW, mais elle nécessite un nombre conséquent de masques
supplémentaires) et leur suppression est un challenge technique important. Dans ce cadre, en marge
de notre travail pour le standard ZigBee, nous avons montré que pour le standard GSM‐EDGE la
suppression du filtre d’antenne pouvait être envisagée (cf. annexe en fin de rapport).
Pour revenir au récepteur pour le standard ZigBee, contrairement au standard GSM [13] où le
niveau des interféreurs est précisement considéré en fonction de leur écart de fréquence par rapport
au signal utile, la norme IEEE 802.15.4 ne spécifie pas de gabarit pour les interféreurs. Dans ces
conditions, le niveau maximum des interféreurs a été défini au chapitre I et correspond au niveau de
‐25dBm. Comme il semble relativement facile de concevoir une chaîne de réception ayant un point
de compression supérieur à ce niveau, un filtrage d’antenne n’apparaît donc pas nécessaire.
Cependant pour des applications futures qui souhaiteraient intégrer un circuit ZigBee à l’intérieur
d’un téléphone cellulaire par exemple, il faudrait reconsidérer le problème. En effet, un filtre
deviendrait dans ce cas sûrement nécessaire pour filtrer les fréquences des standards cellulaires.
Mais nous viserions alors des applications privilégiant la performance au détriment du coût, ce qui ne
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4.3 Amplificateur faible bruit
Les inductances actuellement disponibles dans la technologie CMOS 90nm ont des dimensions
qui ne sont pas compatibles avec la spécification de surface fixée lors du chapitre I. Le LNA doit donc
être réalisé sans inductance. Cependant, si dans le futur, des inductances privilégiant une faible
surface plutôt qu’un fort facteur de qualité étaient disponibles, un comparatif coût/performance plus
approfondi devra être réalisé avant d’écarter ce type de solution.
Autre point, dans le cas d’une puce multifonction, le bruit d’alimentation est important. Il est du
principalement à la partie numérique. Ainsi, pour avoir une réjection du bruit la meilleure possible, il
est préférable d’utiliser un LNA à entrée différentielle. Un balun doit donc être utilisé.
4.4 Mélangeur
Pour pouvoir filtrer les fréquences négatives en utilisant un filtre complexe ou polyphase, des
signaux en quadrature (I et Q) doivent être disponibles en sortie du mélangeur. Pour leur génération,
deux solutions sont possibles. Soit elle est réalisée sur la LO à l’aide du diviseur par deux (Figure 24)
[14], soit les signaux I et Q sont générés en sortie du LNA sur le signal RF à l’aide d’un filtre polyphase
passif (Figure 25) [15].
Figure 24: Architecture avec génération des signaux en quadrature sur la LO
Figure 25: Architecture avec génération des signaux en quadrature sur la RF
Chacune de ces deux solutions possède ses avantages et ses inconvénients. La première
nécessite l’utilisation d’un diviseur par deux, coûteux en consommation de courant. La deuxième
utilise uniquement un filtre polyphase passif (Figure 26(a)) [16] qui n’entraîne aucune consommation
supplémentaire, mais en contre partie, l’utilisation d’un filtre à un seul étage ne permet pas d’obtenir
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deuxième étage est donc indispensable pour couvrir une bande plus large et ainsi être moins sensible
aux variations technologiques.
En utilisant deux étages (Figure 26(b)), deux ratios d’impédances dégradent le gain : R
IN/R
1et
R
1/R
2. Pour que cette dégradation soit la plus faible possible, il convient de respecter la condition
R
2>>R
1>>R
IN. Si R
INest très faible (R
IN<10Ω), en utilisant un rapport dix entre les résistances, nous
obtenons des pertes en tension de 1.8dB. (Figure 27(b)). Notons, que cette même valeur de gain
peut être atteinte avec une résistance R
INélevée mais que cette solution implique des valeurs de R
1et R
2trop importantes et difficilement compatibles. En effet, dans ces conditions, leur bruit impacte
de façon conséquente le facteur de bruit du récepteur et les valeurs nécessaires des capacités (C
1et
C
2) deviennent trop faible devant celles des capacités parasites des interconnexions.
INP INM OUTIP OUTQP OUTIM OUTQM R C INP INM OUTIP OUTQP OUTIM OUTQM R1 C1 R2 C2 R1 C1 R1 C1 R1 C1 R2 C2 R2 C2 R2 C2