En conséquence, bien que la condi-tion C n'ait pas été étudiée comme une mise en conduction par dV / dt, elle représente une contrainte réelle d'un point de vue non répétitif.
Comme cela sera démontré, lorsque les transistors de puissance MOSFET font preuve de robustesse quand ils sont soumis au test d'avalanche, ils sont également résistants dans des conditions très rigoureuses de contraintes par dV/dt ou di/dt. d'une élévation rapide de la tension au niveau du drain pouvant être minimi-sés en utilisant des circuits <;le com-mande de commutation à basse im-pédance.
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-Dans la pratique, des valeurs de R95 inférieures à 5
n
peuvent empêcher la mise en conduction du transistor. Il faut une résistance à faible compo-sante inductive (nécessitant une at-tention particulière lors de la court-circuit, excluant une possibilité de mise en conduction du transistor MOSFET dûe aux transferts de cou-rants vers la grille.Cependant, le transistor bipolaire parasite peut être mis à l'état conduc-teur par l'effet des courants circulant de la région de déplétion vers la résis-tance équivalente (court-circuit) base-émetteur. Les effets d'une contrainte
par dV / dt dans cette condition ne peuvent être minimisés par un circuit extérieur, excepté pour ralentir les dV / dt au niveau du drain. Une défail-lance du dispositif dans la condition A s'avère habituellement irréversible, et provoque la destruction du transistor bipolaire parasite par second cla-quage.
Bien que les contraintes induites en modes 3 et 4 soient le résultat de l'élé-vation rapide du courant de recouvre-ment dans la diode formée par la jonction collecteur-base du transistor bipolaire parasite, elles ont été dispositif MOSFET en recouvrement inverse. En fonctionnement, le com-mutateur (SW 1) est fermé, établissant
Condition de contrainte Mode dV/dt Conditions et Effféts
Non définie mode« 1 » Dispositif au repos, R95 élevée, transistor MOSFET à l'état conducteur.
«A» mode« 2 » Dispositif au repos, R95 faible, transistor bipolaire parasite à l'état conducteur.
« B » mode« 3 » Diode préalablement passante, R9s faible, transistor bipolaire parasite à l'état conducteur.
Non définie mode« 4 » Diode (jonction collecteur-base) préalablement passante, Rgs faible, transistor bipolaire parasite en mode avalanche.
«C» non défini Diode préalablement bloquée
R95 faible, transistor bipolaire parasite en mode avalanche.
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lrr diode devenant passante. Le commu-tateur se ferme alors rapidement et le l'induc-tance du condensateur et l'induc-tance de boucle de circuit -, et les caractéristiques de recouvrement in-verse de la diode) déterminent la na-ture de la tension de recouvrement -c'est-à-dire, si le dispositif est mis en avalanche en cours de recouvrement.
Le mode recouvrement « normal » est illustré à la figure Sb, mais d'après la forme d'onde illustrée à la fi-gure 5c, le dispositif peut être mis en mode avalanche pendant la portion tb de l'intervalle de recouvrement en
rai-son de l'effet combiné du temps de réponse rapide de la diode, de l'induc-tance dans le circuit de recouvrement (L1), et de la tension inverse (E).
Bien qu'ayant démontré que le test par dV / dt et le test de la diode par di/dt sont directement liés aux contraintes des circuits d'application (ex. : en configuration demi-pont ou des condensateurs à faible induc-tance, et dans la topographie du cir-cuit, pour obtenir la plus faible induc-tance résultante possible.
Si un des circuits de test entraîne panne tal'.ldis que le dispositif en cours de recouvrement sans avalanche fonctionne normalement. En fait, il a été constaté que même des dispositifs très robustes pouvaient, après une mise en conduction préalable de la diode (existence d'un courant porteur minoritaire dans la région de la base), tomber en défaillance à une énergie d'avalanche inférieure au niveau sup-porté sans dommage dans le cas oü la diode était restée bloquée.
Les deux tests de contrainte par dV / dt et di/ dt étant destructifs, la corrélation entre deux circuits de test différents - par exemple chez l'utilisa-teur et le fournisseur - nécessite des tests complets et coûteux pour déter-miner non seulement la corrélation entre les circuits de tests eux-mêmes mais également l'identité en caracté-ristiques des MOSFET - même en d'imposer des contraintes similaires à celles du test par dV / dt et du test de recouvrement de la diode. L'expé-rience dans la conception et l'applica-tion des transistors de puissance bi-polaires discrets a naturellement abouti aux tests « Es16 » (énergie, com-mutation sans écrêtage sur charge in-ductive, est similaire au circuit de test Es16 pour les transistors bipolaires.
Les formes d'ondes produites sont données à la figure 6b. En fonction-nement, un générateur d'impulsions de haute amplitude attaque la grille li-nérairement jusqu'à atteindre la valeur 10, valeur nominale du courant e~
continu du dispositif MOSFET. Ce ni-veau atteint, le générateur d'impul-sions cesse de commander la grille et le dispositif se bloque à une vitesse déterminée par les capacités de la porte et de la boucle de réaction du dispositif, C95 et Cds, et par la résis-tance grille-source, RGs•
La valeur RGs est choisie de sorte que la mise hors conduction soit suffi-samment rapide pour assurer I' ava-lanche (une résistance de 50
n
est uti-lisée par convention). Lorsqu'il est en avalanche, le transistor MOSFET dis-sipe l'énergie stockée dans la bobine dispositif testé, l'énergie supplémen-taire alors fournie est faible. Le rap-port exact de l'énergie fournie au dis-positif testé est :W = V6R/(V6R-E) (1/2 L lo2)
Le temps pendant lequel le disposi-tif testé reste en mode avalanche est for-mulations bien définies, algébriques, existent pour les niveaux de contrainte appliqués au dispositif testé et qu'elles sont très étroitement conformes aux résultats empiriques obtenus.
En outre, il est évident que ce cir-cuit de test est très « tolérant », sans nécessiter un soin extrême à l'égard de la topographie du circuit ou du choix de composants spéciaux.
Le condensateur de stockage d'énergie n'a pas à supporter des courants variant rapidement - il per-met simplement d'utiliser une alimen-tation plus faiblement dimensionnelle avec un courant moyen inférieur. La diode dans le circuit de grille sert à protéger le générateur d'impulsions dans le cas d'un court-circuit entre le indé-pendants des caractéristiques éle~t_ ri-ques du dispositif, telles que rap1d1té de réponse de la diode ou tension d'avalanche. Mieux encore, des tests destinés à estimer la robustesse du
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composant selon les différentes conditions de contrainte montrent que les lots de plaquettes reconnus robus-tes à la suite d'un robus-test de commuta-tion sans écrêtage sur charge induc-tive ont d'excellentes caractéristiques de comportement lorsque les mêmes avalanche une quantité d'énergie im-portante (mode 4) pendant la période de recouvrement (fig. 5c).
Alors que les dispositifs conçus pour supporter le test de commuta-tion sans écrêtage sur charge induc-tive manifestent un comportement très acceptable lorsqu'ils sont testés dans les conditions de recouvrement dV /dt ou di/dt, l'inverse ne s'avère pas nécessairement vrai. Les perfor-mances des transistors de puissance MOSFET, conçus comme pouvant porteurs minoritaires en mode diode passante (polarisation inverse du tran-sistor MOSFET} à la limite épitaxiale conduction le transistor bipolaire et provoquant de nouvelles concentra-tions de courant avec pour résultat un claquage secondaire et la destruction du composant.
En conséquence, un composant in-tégrant une diode à polarisation in-verse robuste peut s'avérer avoir une tenue faible ou nulle en mode avalan-che ou dV / dt. Des essais effectués sur des MOSFET de première généra-tion avec une diode offrant de bonnes performances mais ayant de mauvai-ses caractéristiques en avalanche ac-créditent cette conclusion.
Les transistors de puissance MOS-FET non robustes, lorsqu'ils sont soumis aux contraintes de la condi-tion C, confirment la conclusion selon
laquelle la panne est due à un cla-quage secondaire du transistor bipo-laire parasite.