Limitations des techniques de circuit imprimé sur Kapton . 121

Mesure Z2

Mesure Z1

Simulation Z1

Simulation Z2

Mesure Z3

Simulation Z3

Fig. III.56 – Comparaisons des impédances mesurées et simulées (PSIM) du modèle

complet

III.4 Topologie des micro-bobines

III.4.1 Micro-bobines sur Kapton

III.4.1.1 Limitations des techniques de circuit imprimé sur Kapton

D’un point de vue pratique, la technologie de réalisation de circuits sur Kapton est

relativement simple à mettre en oeuvre mais présente certaines limitations. Nous proposons

ici d’en faire un bref aperçu.

Tout d’abord, nous pouvons différencier la réalisation de circuits simple face, double

faces sans trou métallisé, et double faces avec trous métallisés, car les contraintes de ces

trois types de circuits ne sont pas les mêmes. Par exemple, dans le cas de circuits double

face avec trous métallisés, la présence des vias entre la face avant et arrière du circuit

implique d’aligner correctement les deux faces. Or, sur une épaisseur de Kapton de 25

µm, les étirements du kapton durant les phases de réalisation empêchent d’assurer cet

alignement avec une précision suffisante pour des vias de 200µm diamètre. En revanche,

pour des épaisseurs de 50 µm, le Kapton est bien moins sensible aux étirements ce qui

permet d’accéder à des classes de circuit imprimé plus élevées, même en présence de trous

métallisés.

D’autre part, la précision de réalisation des pistes et donc la classe de réalisation d’un

circuit imprimé dépend de l’épaisseur de cuivre. En effet, avec les techniques de gravure

humide utilisées pour la réalisation des circuits imprimés sur kapton ou sur epoxy, il

n’est pas possible d’obtenir des flancs de pistes droits. Ainsi, plus l’épaisseur de cuivre

est importante, plus l’écart entre la largeur de piste voulue et celle finalement obtenue

est important, limitant de fait les distances minimales nécessaires pour tenir les tensions

d’isolement. Dans notre cas, dans la mesure où nous voulons limiter au maximum la

résistance des spires, nous avons opté pour une épaisseur de cuivre relativement grande, à

savoir 35 µm. Cette épaisseur nous permet de réaliser des motifs dont les cotes minimales

sont de 150 µm. À noter que pour 18 µm d’épaisseur de cuivre, il est possible d’atteindre

une cote minimale de 100µm.

Enfin, les techniques de masquage utilisées pour dessiner les pistes sur le circuit imprimé

sont aussi source de limitations. En effet, lors de la phase d’insolation de la résine, la source

lumineuse produit des rayons qui partent dans toutes les directions de l’espace comme le

montre la figure III.57. La résine qui se trouve cachée par le masque est ainsi exposée de

manière plus importante en profondeur qu’en surface. Après développement, on se trouve

donc en présence d’une résine dont la largeur est plus faible que celle dessinée sur le masque

(phase 2).

Fig. III.57 – Surgravures liées à la technique de gravure des circuits imprimés

La seconde raison qui ne permet pas de réaliser des motifs très fins par cette technique

est liée à la phase de gravure du cuivre, en raison du caractère isotropique de celle-ci,

comme l’illustre les phases 3, 4 et 5 de la figure III.57.

Il apparaît donc évident que plus l’épaisseur de cuivre est importante, plus la différence

de largeur sera importante entre celle dessinée sur le masque et celle obtenue au final. De

plus, la différence relative de largeur au sommet du cuivre et à sa base est également plus

importante si l’épaisseur de cuivre est élevée et le motif à graver est étroit.

Suivant la présence ou non de trous métallisés, les circuits imprimés de 35µm d’épaisseur

de cuivre sont réalisés de manières différentes. En effet, pour réaliser un trou métallisé entre

les deux faces, une fois que le circuit imprimé a été percé, une liaison électrique entre les

deux faces doit être réalisée. Pour cela, la technique utilisée consiste à partir d’un film

kapton cuivré double face d’une épaisseur de cuivre de 18 µm, de réaliser les perçages,

puis d’électrodéposer (voir page 153) le complément pour obtenir 35 µm. Durant cette

phase d’électrodéposition, le cuivre croît non seulement sur les face mais aussi à l’intérieur

des trous, connectant électriquement les deux faces (voir figure IV.15). Pour des circuits

imprimés ne nécessitant pas de trous métallisés, on partira directement de film présentant

des couches de cuivre de 35 µm d’épaisseur. Cela permet ainsi d’obtenir de meilleurs

conductivités (voir tableau figure IV.14).

III.4.1.2 Transformateur sur kapton

Plusieurs prototypes de transformateurs sur Kapton ont été réalisés.

Le Kapton a été choisi tout d’abord pour ses bonnes caractéristiques diélectriques

(tableau figure III.58).

Rigidité Constante Facteur Résistivité

diélectrique diélectrique de pertes transversale

25 µm 303 V/µm 3,4 0,0018 1,5.1017 Ω.cm

50 µm 240 V/µm 3,4 0,0020 1,5.1017 Ω.cm

75 µm 205 V/µm 3,5 0,0020 1,4.1017 Ω.cm

125µm 154 V/µm 3,5 0,0026 1,0.1017 Ω.cm

Fig. III.58 – Caractéristiques électriques du Kapton

Comme nous l’avons déjà mentionné, nous avons choisi, lorsque cela était possible, une

épaisseur de Kapton de 25µm afin de maximiser le couplage entre primaire et secondaire

du transformateur. De plus, cette épaisseur est largement suffisante vis à vis de la tenue

en tension désirée puisqu’elle assure une isolation de plus de 7,5 kV. Malgré tout, cette

tenue en tension qui peut paraître de prime abord excessive est nécessaire pour répondre

aux exigences industrielles pour lesquelles une isolation aux environs de 6 kV est souvent

requise.

Le dimensionnement des bobines sur matériau Kapton ayant déjà été abordé auparavant,

nous n’allons pas plus les détailler ici. Ainsi, la réalisation de transformateurs planar sur

Kapton s’avère relativement simple, mais présente certaines limites qui ne permettent

pas d’assurer des performances optimales dans le cadre de notre projet sur les

micro-convertisseurs (tailles importantes, résolution relativement faible d’où un effet de peau

important, ...).

D’autres dimensionnements ont été réalisés, dont les dimensions géométriques sont

compatibles avec celles des puces actives, au détriment des valeurs électriques souhaitables.

Ces dimensionnements de bobines ont été réalisés dans le but de les intégrer de manière

hybride avec les puces actives, ce qui nous conduit au PCB de la figure III.59, où l’on voit

également les différents éléments du micro-convertisseur qui prendront place sur ce support.

Fig. III.59 – Vue en 3D du micro-convertisseur avec les bobinages intégrés au PCB sur

Kapton

Les spirales réalisées ici ne sont donc pas disproportionnées par rapport aux dimensions

des parties actives. De plus, leurs géométries exploitent les limites technologiques de

réalisation pour l’épaisseur de cuivre de 35 µm, à savoir que les distances minimales sont

de 150 µm.

Il reste à mesurer les valeurs d’inductance et de résistance qu’entraîne cette géométrie.

Pour cela, nous allons faire une mesure sans circuit magnétique, puis une mesure où deux

plaques de ferrite auront été ajoutées de part et d’autre de l’inductance (figure III.60)

pour réaliser le circuit magnétique. Afin d’isoler ce circuit magnétique du circuit électrique,

deux couches de 25µm de kapton ont été placées entre la ferrite et le circuit imprimé. Les

résultats des mesures sont présentés figure III.61.

Ces valeurs nous montrent bien que dans l’air, l’inductance n’est pas du tout suffisante,

puisqu’elle dépasse tout juste les 100 nH, mais la résistance à 1MHz, qui amorce à peine

sa montée du fait de l’effet de peau, reste relativement satisfaisante à 0,26 Ω. En présence

de ferrite, l’inductance remonte à un niveau satisfaisant pour notre application, mais la

résistance augmente elle aussi de manière importante à 1 MHz, à cause d’une part des

pertes dans le circuit magnétique (3F3) qui n’est pas adapté pour cette fréquence, et d’autre

part à cause de l’effet de proximité qui augmente fortement la résistance équivalente des

conducteurs. Ce prototype n’est donc pas adapté pour une utilisation en transformateur,

puisque son dimensionnement doit être lié à la fréquence de fonctionnement de la structure,

à savoir dans notre cas 1 MHz et que la résistance à cette fréquence est trop élevée

(1 Ω). En revanche, une utilisation en inductance de lissage est possible, puisque la

résistance en continu reste faible (0,25 Ω) et l’inductance relativement importante (environ

1µH). Cependant, le contenu harmonique de la tension appliquée à l’inductance doit tout

de même rester faible pour que la composante continue reste prépondérante et que les

Fig. III.60 – Inductance avec circuit magnétique (3F3)

1E+03 10E+03 100E+03 1E+06 10E+06 100E+06

Fréquence (Hz)

1E-08

1E-07

1E-06

1E-05

In

du

ctan

ce

(H

)

Inductance

Inductance à air Inductance avec ferrite (3F3)

1E+03 10E+03 100E+03 1E+06 10E+06 100E+06

Fréquence (Hz)

0,1

1

10

R

é

si

stan

ce

(O

hms

)

Résistance

Résistance dans l'air Résistance avec ferrite (3F3)

Fig. III.61 – Caractéristiques de l’inductance de lissage avec et sans ferrite (3F3)

harmoniques ne génèrent pas de pertes importantes. Ce point sera d’ailleurs précisé un

peu plus loin dans ce chapitre.

Pour limiter l’influence des hautes fréquences au niveau des pertes totales, il peut

également être envisagé d’augmenter l’entrefer en rajoutant des épaisseurs d’isolants entre

les deux morceaux de ferrites, afin de réduire les effets de proximités. C’est d’ailleurs

incontournable dans le cas du transformateur de cette topologie puisqu’il est nécessaire de

rajouter des épaisseurs d’isolant supplémentaires par rapport à l’inductance du fait de la

topologie en deux couches par faces. La figure III.62 montre ainsi les mesures réalisées en

rajoutant les épaisseurs d’isolant nécessaires au transformateur.

Il aurait été intéressant de réaliser d’autres mesures avec du 3F4, mais la forme des

pots dans ce matériau que nous avions à notre disposition ne permettait pas de l’utiliser

ici. Cependant, on peut imaginer que l’inductance aurait été à peine plus faible, puisque le

3F4 présente une perméabilité relative plus faible que le 3F3, mais la perméabilité relative

n’a que peu d’influence dans ce type de transformateur en raison du fort entrefer. De plus,

la résistance équivalente des conducteurs devrait probablement être plus faible avec du

3F4, car les pertes volumiques du 3F4 sont également plus faibles que celles du 3F3.

1000 100000 10000000

Fr

0

2E-07

4E-07

6E-07

8E-07

1E-06

1,2E-06

1,4E-06

In

du

ctan

ce

(H

)

Inductance

Inductance dans le cas du transformateur Inductance dans le cas de l'inductance

1000 100000 10000000

Fr

!" #$"% &'(

0,1

1

10

100

R

és

is

tan

ce

(O

hms

)

Résistance

Résistance dans le cas du transformateur Résistance dans le cas de l'inductance

Fig. III.62 – Caractéristiques du transformateur du micro-convertisseur présenté

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