En eet, lors des premiers essais dynamiques de la structure d'autoalimentation Mosfet
/ Mosfet, il a été constaté que l'on pouvait retirer physiquement la résistanceRBias, et le
système d'autoalimentation continuait de fonctionner, en régime de découpage. L'évolution
de l'autoalimentation suite à son fonctionnement exclusivement dynamique a donné lieu à
l'appellation de régulateur linéaire pulsé, sensible uniquement à des dVDS
dt positifs. Ceci ne
peut s'expliquer que par une analyse dynamique de la structure complète de
l'autoalimen-tation, notamment autour des deux transistors de puissance Mosfet (FigI.17).
Les capacités structurelles (aussi appelées capacités parasites) des transistors
Mos-fet verticaux et particulièrement celles du transistor auxiliaire permettent de polariser la
branche auxiliaire de l'autoalimentation : cette action parasite des capacités du Mosfet sur
sa grille doit être inhibée dans un transistor de puissance classique mais doit être maîtrisée
et optimisée dans le cas du transistor auxiliaire nécessaire à l'autoalimentation. An de
détailler plus précisement ce comportement fonctionnel particulier, nous devons mener une
étude approfondie du comportement dynamique de cette structure.
Pour cela, il faut considérer la séquence d'ouverture d'un transistor de puissance
au-toalimenté, seule phase de mise en route dynamique de l'autoalimentation gureI.18.
Figure I.17 Schéma équivalent dynamique de l'autoalimentation Mosfet / Mosfet
Au début de la phase (1), la grille du transistor principal est reliée à sa source, sous
l'action de la commande rapprochée. Il en résulte la chute de la tension VGS et en
consé-quence la désaturation du transistor principal. LorsqueVGS atteint une valeur telle que le
transistor principal entre dans sa zone linéaire (pour le point de fonctionnement donné),
la tension VDS commence à monter (2) sous l'action de la capacité Miller CDG et de la
résistance de grille. Ce dVDS
dt positif va exciter la branche auxiliaire : la grille du transistor
auxiliaire va être chargée sous l'action de sa capacité Miller CGDa. A un certain point,
le transistor auxiliaire va passer un courant IDSa non nul (3), prélevé directement sur le
courant principal IDS. Il s'ensuit alors la recharge de la capacité de stockageCS sous
l'ac-tion du courant auxiliaire, xé par les dynamiques (valeurs de capacités des transistors
de puissance, de la capacité de stockage, de la résistance de la commande rapprochée, des
capacités de diodes, du point de fonctionnement du convertisseur). Pendant toute cette
phase, la tension VDS reste constante est la phase de commutation du transistor principal
est plus ou moins ralentie ou retardée. Lorsque la tension aux bornes de la capacité de
stockage CS, plus la tension à l'état passant de la diode DB plus la tension de seuil du
transistor auxiliaire VGSa atteint la valeur de la tension d'avalanche de la diode DZ, le
transistor auxiliaire entame sa phase de régulation (début de la phase (4)). Dès l'instant
où la tension de la grille du transistor auxiliaire est limitée par la tension d'avalanche de la
diode DZ (5), la tension VCS reste constante et régulée. Durant cette phase, le transistor
principal reprend sa phase de commutation, la tensionVDS augmente jusqu'a atteindre la
tension nominale xée par la structure de puissance associée. La commutation classique du
transistor se poursuit donc (6) et (7), et la capacité de stockage va alimenter le circuit de
commande du transistor principal et ne sera plus rechargée jusqu'à un nouveau dVDS
dt . Dès
la n du dVDS
Figure I.18 Présentation qualitative du découpage en phases de la commutation à
l'ou-verture d'un transistor de puissance autoalimenté
un fonctionnement totalement autoalimenté est obtenu (qualié de mode impulsionnel).
Quelques remarques sur ce fonctionnement dynamique : tout d'abord à la n de la
séquence de commutation, une énergie susante doit être stockée dans la capacité CS,
cela ayant pour conséquence d'avoir une bonne maîtrise à la fois des paramètres parasites
(capacités des éléments), mais aussi de prendre en compte les paramètres fonctionnels de
la commutation (vitesse de commutation du transistor principal, point de fonctionnement
nominal en courant et tension). Ensuite nous pouvons voir que le système se comporte
comme un Circuit d'Aide à La Commutation, en dérivant le courant du transistor
princi-pal vers un circuit annexe. Cet aspect sera développé plus loin et a été largement abordé
dans [93] et [92]. De plus, le rendement de ce régulateur pulsé sera de meilleure qualité
que celui décrit dans la gure I.14, car la recharge de la capacité de stockage se fait sous
une tension réduite. Les aspects énergétiques autour du circuit d'autoalimentation de la
commande rapprochée et ses évolutions, seront présentées plus bas et ont été démontré en
particulier dans [38]. En guise d'exemple, nous présentons sur la gureI.19une réalisation
pratique du circuit décrit gureI.15 avec des composants discrêts et une diode de
polari-sationDB en lieu et place de la résistanceRBias. La structure de puissance utilisée est un
hacheur série [45] 250V en entrée et un courant maximal de 4A. Cette structure présente la
particularité d'être une réalisation pratique simple et s'inscrivant dans la problématique de
la commande de transistor High Side, avec potentiel de référence de l'élément commandé
ottant.
Figure I.19 Validation pratique dans un convertisseur d'électronique de puissance, d'un
transistor de puissance autoalimenté en mode impulsionnel (Solution discrête)
Cette première présentation nous montre quelles sont les dicultés et les limites d'un
tel circuit d'autoalimentation ; le fonctionnement dynamique de ce circuit repose à la fois
sur des composants parasites et sur les paramètres fonctionnels du transistor de puissance.
Nous voyons que pour concevoir et réaliser un circuit d'autoalimentation pour transistor
de puissance, il nous faut connaître avec précision les lois d'évolutions des capacités
para-sites de tous les éléments du circuit d'autoalimentation. On voit donc qu'il est nécessaire
d'avoir un bon modèle de tous les éléments, à la fois statique et dynamique ; ces modèles
doivent être des modèles dépendants des paramètres géométriques, en vu de favoriser une
conception aisée de l'interrupteur et de son environnement intégré.
An de faciliter la simulation et la conception d'un transistor de puissance et de son
alimentation, nous avons continué les eorts de modélisation initiés dans le M2R [87] et
réutilisé le modèle du Mosfet de puissance à trois capacités dépendantes des potentiels
et courants en chaque n÷ud décrit dans [10] puis dans [106]. Ceci a conduit à la mise
en ÷uvre sous Simplorer d'un modèle géométrique de transistors de puissance en
VHDL-AMS [50] (gureI.20). Les autres aspects et développements autour de la modélisation des
phénômènes nécessaires à l'intégration du circuit d'autoalimentation au sein de transistor
de puissance seront présentés dans le chapitre suivant.
Il faut maintenant chercher à poursuivre les eorts d'intégration monolithique du circuit
d'autoalimentation entamés dans [106] et [75], c'est à dire intégrer monolithiquement tous
les éléments nécessaires au circuit d'autoalimentation.
I.4.b-iii Vers une intégration monolithique totale de l'autoalimentation Mosfet
Dans le document
Intégration monolithique des fonctions d'interface au sein de composants de puissance à structure verticale
(Page 50-53)