B.1.ii. Application au pont en H

Le pont en H est une structure de convertisseur plus complexe que le convertisseur buck. La différence fondamentale entre les deux structures réside dans les réversibilités du courant et de la tension appliqués à la charge. En effet, un buck ne permet pas d’imposer une tension négative à la charge, puisque la tension de sortie est comprise entre la valeur nulle et la tension d’entrée. En conséquence, le courant qui parcourt la charge ne peut aller dans les deux sens de manière continue. Si la charge est un moteur à courant continu, un convertisseur buck ne permet pas d’obtenir une rotation dans les deux sens.

Les MOSFET sont associés à des diodes de roue libre, afin d’assurer la continuité du courant de la charge lors de phases de commutation sur charge inductive. Ces diodes doivent être les plus rapides possible afin de limiter les pertes par commutation. Aussi, la technologie Schottky est très souvent choisie.

La modélisation de ce convertisseur du point de vue de la CEM n’introduit pas d’élément nouveau vis-à-vis du cas précédemment étudié du hacheur abaisseur. Les commutateurs sont représentés selon un modèle RDSon/off parasité par un LMOS série et un CMOS parallèle. Pour les simulations fréquentielles, le modèle choisi correspond donc à une source de perturbation de forme trapézoïdale.

Le temps mort est un élément qui est absent du cas du buck et qui est particulièrement important à prendre en considération. Le risque du pont en H est que la mise en court-circuit de l’alimentation est possible si les commutateurs haut (high side) et bas (low side) d’un même demi-pont sont simultanément fermés. Ce cas de figure peut conduire à un vieillissement anticipé des composants voire à la destruction du convertisseur. Il faut donc veiller à ce que le pilotage du convertisseur n’autorise pas cette situation. Pour cela, le commutateur high side ne peut pas être mis à l’état

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passant tant que le low side l’est encore et réciproquement. Les deux évènements sont alors séparés par un temps de sécurité appelé « temps mort ». Durant ce temps mort, les deux commutateurs sont ouverts et le point milieu est flottant. Sur une charge inductive toutefois, le point milieu est rapidement amené à un potentiel proche de l’alimentation via la diode de roue libre.

Du point de vue de la CEM, les variations brusques de potentiel vont grandement influer sur les perturbations émises, notamment le mode commun. En effet, la capacité parasite due aux connectiques à ce point du circuit va être très sollicitée.

IV.B.1.ii.b. Comparaison LAPD et SMD

Dans le paragraphe II.B.2 du chapitre 1, nous avons présenté deux modes de pilotage du pont en H. Nous allons ici observer sur une simulation l’influence des deux modes de pilotage sur le mode commun et le mode différentiel du pont. Nous nous intéresserons aux courants que le convertisseur consomme.

Le mode LAPD consiste à piloter les MOSFET deux par deux successivement. Ainsi, sur la figure 64, M1 et M4 seront conducteurs quand M2 et M3seront à l’état bloqué, et inversement. Le mode SMD, quant à lui, fixe l’état d’un demi-pont alors que l’autre commute. Pour changer le sens du courant, il suffit de fixer l’état de l’autre demi-pont.

Figure 64 : Représentation du convertisseur pont en H.

Le niveau de modélisation du convertisseur est évidemment beaucoup plus avancé que celui de la figure 64. Sur la figure 65, nous pouvons observer les différents composants parasités. La charge a été choisie fortement inductive afin de se rapprocher d’une machine telle que celle utilisée dans notre cas d’application de vanne EGR.

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Figure 65 : Schéma du convertisseur simulé.

Les valeurs des composants de la simulation sont données dans le tableau 9.

Le convertisseur est alimenté par une source de tension à travers deux câbles. Nous aborderons dans le paragraphe IV.B.3 de ce même chapitre la modélisation des connectiques. Ici, nous avons représenté ces câbles par une inductance Lcâble en série avec une résistance Rcâble. L’implémentation du convertisseur implique la présence de capacités parasites de mode commun, Cmc1 et Cmc2 entre les différentes lignes de connexion et la masse vue par le convertisseur, qui est au point A sur la figure 65. Ces capacités sont particulièrement importantes à considérer car le point milieu de chacun des demi-ponts voit des variations de tension brusques entre l’alimentation et la masse.

TABLEAU 9 : Valeur des composants et éléments parasites.

Composant / Parasite Valeur

Rcâble 0,5 Ω Lcâble 20 nH Cin 470 µF ESLin 3 nH ESRin 0,5 Ω Lds 6,6 pH Cds 350 pF Rdson 14 mΩ Rdsoff 10 MΩ Rcharge 1 Ω Lcharge 600 µH Cmc1, Cmc2 3 pF

La simulation des deux modes nous donne les enveloppes de spectres comparés de la figure 66, qui présente les courants de mode commun Imc et de mode différentiel Imd dans chacun des deux cas. Pour cette simulation, un simple modèle de commutateur RDSon/off associé à une inductance parasite

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Lds et une capacité parasite Cds a été choisi. Les simulations ont été faites dans le domaine temporel pour un courant de charge de 4,9A et une tension d’alimentation de 12V.

Figure 66 : Comparaison des courants de mode commun et de mode différentiel obtenus pour les pilotages SMD et LAPD.

On observe que les courants de mode commun sont défavorisés par un pilotage SMD. En effet, dans ce mode, l’une des deux capacités parasites de mode commun est à potentiel fixe alors que l’autre commute. Le courant qui transite par la capacité parasite en commutation est vu par la source d’alimentation. Au contraire, dans le mode LAPD, les deux capacités parasites sont commutées de sorte que lorsque l’une se charge, l’autre se décharge. Il y a alors un transfert direct de courant entre les deux capacités parasites et l’alimentation ne voit qu’une partie du courant commuté. Le courant de mode différentiel est en revanche moins fort dans le mode SMD. C’est l’inconvénient du mode LAPD qui, à courant de charge moyen fixé, donnera une ondulation de courant plus importante que le mode SMD.

En effet, lors de la phase de charge (où l’alimentation fournit le courant à la charge dans le sens du courant de la bobine), la pente du courant est liée aux composants du convertisseur et à la tension d’entrée, quel que soit le mode de pilotage. Mais, à courant moyen de charge fixé, la durée de cette phase est plus importante dans le cas du LAPD car le rapport cyclique en mode LAPD, αLAPD peut s’écrire en fonction du rapport cyclique du mode SMD, αSMD :

10⁵ 10⁶ 10⁷ 10⁸ 20 40 60 80 100 120 Fréquence [Hz] Coura nt de m ode di ffé re nt ie l [dBµ V

] _{Comparaison mode différentiel - Pilotage SMD ou LAPD}

SMD LAPD 10⁵ 10⁶ 10⁷ 10⁸ -20 -10 0 10 20 30 40 Fréquence [Hz] Coura nt de m ode c om m un [dBµ V

] ^{Comparaison mode commun - Pilotage SMD ou LAPD}

SMD LAPD

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� = , . � + , ₍₃₀₎

Où αSMD est compris entre 0 et 1 et αLAPD est compris entre 0.5 et 1. On aura donc :

� ≥ � ₍₃₁₎

Donc la durée de la phase de charge en LAPD doit être plus importante que celle de la phase de charge SMD pour obtenir le même courant moyen.

Nous rappelons que mode SMD a été retenu pour notre application de vanne EGR.