Identification numérique de la répartition des pertes

Chapitre IV. Prototypage et mesure de l’antenne à éléments parasites pour Nano-

8 8.1 8.2 8.3 8.4 8.5 8.6 0 1 2 3 4 5 6 freq./GHz d B

Gain réalisé (patch + circuit) Gain intrinsèque (G

IEEE) de l'antenne complète (patch + circuit) Directivité dans l'axe

Gain intrinsèque (G_IEEE) du patch seul

Pertes intrinsèques dans l'antenne complète (patch + circuit)

7.8 7.9 8 8.1 8.2 8.3 8.4 8.5 8.6 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 freq./GHz W a tt

Bilan des puissances et pertes dans le circuit

Puissance transmise au circuit

Somme des puissances transmises au patch (4 accès) Pertes dans le circuit (tgδ + 3 résistances de 50Ω) Pertes diélectriques dans le circuit (tgδ)

Somme des puissances dissipées dans les 3 charges 50Ω Puissance réfléchie à l'entrée du circuit

8 8.05 8.1 8.15 8.2 8.25 8.3 8.35 8.4 0 20 40 60 80 100 120 140 m W

Puissances dissipées dans les 3 charges 50Ω pour 2 Watt incident

freq./GHz R_{coupleur 180°} R_hybride₁ R_hybride₂

Identification numérique de la répartition des pertes

Chapitre IV. Prototypage et mesure de l’antenne à éléments parasites pour Nano-

I.4 Co-simulation du circuit et de l’antenne

I.4.2 Identification numérique de la répartition des pertes

Cette analyse numérique permet d’identifier la répartition des pertes dans l’antenne.

L’analyse des diagrammes de rayonnement donne une vision globale des pertes internes à

l’antenne Figure IV-18. Ces pertes sont comprises entre 0.7 dB et 1dB. Cette seule analyse des

diagrammes ne permet pas d’identifier la répartition des pertes dans le circuit, c’est à dire la part

due aux pertes diélectriques et celle liée aux impédances d’entrée de l’antenne.

Une analyse fine des puissances injectées et réfléchies par l’antenne dans les lignes

d’alimentation du patch ainsi qu’un relevé des puissances dissipées dans les charges 50Ω du

circuit sont montrés Figure IV-19 : la puissance transmise au circuit (port n°8) est de l’ordre de

0.95w (pour 1 watt incident) à 8.2 GHz, par contre la puissance transmise au patch est inférieur à

0.85 watt et atteint 0.7 watt à 7.8 GHz. La différence entre la somme des puissances transmises au

patch et la puissance transmise au circuit traduit les pertes diélectriques dans le circuit et les

puissances dissipées dans les charges 50Ω. Il faut constater que les pertes dans le circuit sont

fortement pondérées par les puissances dissipées dans les charges 50Ω (courbes magenta et bleue

de la Figure IV-19).

La Figure IV-20 établit le bilan des puissances dissipées (en mW) dans les charges

d’isolation connectées aux 3 coupleurs (le coupleur 180° et les deux coupleurs hybrides à 90°)

lorsque 2 Watts sont injectés à l’entrée du circuit. Pour cette analyse il a été choisi d’injecter 2

watt car c’est la puissance maximale qui pourra être délivrée par la plateforme. Ces puissances

7.9 8 8.1 8.2 8.3 8.4 8.5

-16

-15

-14

-13

-12

freq\GHz

d

B

Return loss

144

dissipées sont inférieures à 120mW sur toute la bande, on rappelle que la puissance maximale

acceptée par ces charges CMS est de l’ordre de 125 mW.

Les puissances dissipées dans les charges sont directement impactées par l’adaptation de

l’impédance active vue depuis chacun des 4 ports d’alimentation du patch. On rappelle Figure

IV-21, l’adaptation du patch vue depuis chacune des lignes d’alimentation (idem Figure III-50).

Figure IV-18 : Evolution fréquentielle du gain dans l’axe, de la directivité et des pertes

intrinsèques

Figure IV-19 : Bilan de puissances et des pertes dans l’antenne (circuit+patch+éléments

parasites) pour 1 Watt incident sur le port coaxial (n°8) d’excitation du circuit (simulation).

Simulation rayonnement

Source :Figure III-53

Source :Figure III-54

source : Figure IV-14

source : Figure IV-14

etFigure III-78

145

Figure IV-20 : Puissances dissipées (en mW) dans les charges d’isolation connectées aux 3

coupleurs (le coupleur 180° et les deux coupleurs hybrides à 90°) lorsque la puissance

maximum disponible 2 Watts est injectée à l’entrée du circuit (simulation)

Figure IV-21 : Rappel de l’adaptation du patch sur son impédance active si les pondérations

appliquées aux 4 ports sont parfaitement équilibrées (idem Figure III-50).Cette

représentation s’apparente au coefficient de réflexion actif du patch excité en quadrature

Cette analyse permet de conclure que le paramètre le plus critique reste l’adaptation du

patch. Cette adaptation dépend notamment de l’impédance active, c’est-à-dire de l’équilibre entre

les puissances injectées simultanément sur ses 4 ports (et donc des performances du circuit). Dans

le cadre de cette simulation l’adaptation du patch est responsable de 75% des pertes intrinsèques

en bord de bande (tracés magenta et bleu de la Figure IV-19).

La phase de conception est maintenant aboutie. Le circuit d’alimentation et le patch ont

été optimisés sur un assemblage de substrats Rogers RO4003c (εr=3.5, tgδ=0.0027). Une

attention particulière a été portée à la conception d’un circuit d’excitation avec une dispersion

7,8 7,9 8 8,1 8.2 8.3 8.4 8.5 8,6

-20

-15

-10

-5

0

freq\GHz

d

B

w

146

faible entre les signaux injectés sur les voies d’alimentation du patch. Cette exigence doit

permettre de garantir le taux d’ellipticité de l’antenne à éléments parasites ainsi que l’équilibre des

impédances actives vues depuis les ports d’excitation du patch. La co-simulation de l’antenne

avec le circuit d’alimentation a permis de dimensionner des performances en rayonnement en

accord avec les exigences du cahier des charges. Le choix de la connectique reste ici encore un

point critique car l’adaptation calculée à l’entrée du circuit atteint -13dB en bord de bande. Le

Fréquences ^{8 – 8.4 GHz}