QUELQUES EVOLUTIONS DU MODULE NUMERIQUE

V.3.1. Spectre utile

Avec une fréquence d'échantillonnage de 30 MHz, on peut représenter, sans phénomène de repliement, une bande de 15 MHz (en particulier la bande de 0 à 15 MHz, dite bande de base).

Quel est le spectre typique occupé par notre radar?

Comme il est expliqué au chapitre III, avec une impulsion excitant le centre du dipôle, et absorbée dès son premier retour au centre, on peut sonder le fond avec la bande centrée en 2f0, et couvrant de f0 à 3f0 à -6dB, où f0 est le mode fondamental, premier mode série de l'antenne (mode en "/2"). Avec une réception directe et une conversion analogique-numérique en bande de base, il faudrait échantillonner à au moins 6f0 (le double de la fréquence maximum présente dans le canal). On représente ainsi la bande de largeur 3f0 (de 0 à 3f0), alors que la bande efficace du radar couvre seulement une bande de largeur utile inférieure à 2f0. On n'occupe que 66% de la bande convertie, et on fait tourner à 150% de vitesse l'arithmétique d'intégration et de stockage.

Considérons deux exemples numériques. Pour une antenne longue, résonnant en mode série /2 à 5 MHz, on génère un canal radar qui couvre la bande de 5 à 15MHz, de largeur 10 MHz. Dans la bande de base d'une conversion à 30MHz, on représente bien le spectre utile de ce dipôle long mais le bas de la bande convertie, de 0 à 5 MHz, ne sert à rien. On a un tiers d'information numérisée en trop. Pour une seconde antenne plus courte, résonnant à 7.5MHz, on a une bande utilisable par le radar de 7.5MHz à 22.5 MHz. La largeur de bande exploitable (15MHz), offre une meilleure résolution. Mais le canal déborde alors de la bande de base de la conversion. Avec un filtre passe-bas à phase linéaire, on peut réduire l'effet du repliement, mais on ne garde au mieux que 7,5 MHz de la bande du radar. Pour cette antenne plus courte, c’est la moitié du spectre convertie qui ne sert à rien, et on a perdu de la résolution. Si c’est possible, il est préférable d’élever la fréquence d'échantillonnage. Mais avec une fréquence d'échantillonnage supérieure, il faut augmenter la taille de la mémoire pour conserver la durée

d'écoute (et le potentiel de profondeur physique enregistrable). Si l'on ne peut plus élever la fréquence d'acquisition, il faut alors accepter le débordement de la bande avec l'effet du repliement, ou le rétrécissement du canal par filtrage à la réception. Ces effets sont inhérents à notre architecture simple d'excitation et d’acquisition directe, et deviennent cruciaux quand on raccourcit davantage la taille du guiderope.

V.3.2. Raccourcissement du guiderope

Suite à l'analyse des essais de traînage effectués à Toulouse sur la structure mécanique du guiderope CNES, un raccourcissement important du guiderope a été décidé par l'agence spatiale. Ce raccourcissement était indispensable pour garantir, à masse globale équivalente, un renforcement mécanique des tronçons du guiderope, en particulier une meilleure résistance à l'usure et aux chocs sur la surface du sol. Des 6.3 mètres de départ, le guiderope ne conserve que 5 mètres, soit un raccourcissement de 20%. Avec l'échantillonnage à 30 MHz, on pouvait donc, ou bien filtrer plus fort et réduire la bande du canal, ou bien, accepter encore plus de repliement spectral ("aliasing") que celui déjà présent dans le modèle expérimental. A.Hérique a montré des possibilités de reconstruction de profils sous-échantillonnés en vertical, dans le cas de la bonne cohérence spatial des réflecteurs, et s’il y a un échantillonnage horizontal assez fin ( Hérique, 1995). Mais cette méthode n'est pas forcément applicable pour la mission Mars, où nous aurons très peu de points de sondage dans un profil, avec un intervalle entre points incertain et dépendant du vent...

V.3.3. Accélération de l'automate

Avec de nouvelles versions militaires plus rapides des composants UAL et mémoire FIFO (leur période de fonctionnement garantie est passée de 30ns à 25 ns), nous avons pu augmenter la cadence nominale de fonctionnement de notre CANACCU de 30 à 40 MHz. Comme la technologie CMOS employée est plus rapide à basse température, ceci donne des marges supplémentaires de fonctionnement dans l'environnement de Prism. Des essais à température ambiante et en enceinte thermique ont été effectués avec un oscillateur à quartz de 52 MHz et ont montré un fonctionnement correct de l'automate.

progressivement la fréquence, la consommation du module a été suivie très attentivement. Les circuits CMOS ont une consommation proportionnelle à la fréquence. Les autres composants du montage ont une consommation quasi constante. Ainsi, on doit constater une évolution affine de la consommation avec la fréquence. Une variation brutale de la courbe de consommation peut indiquer l'effet d'un état ou d'une sortie métastable sur un ou plusieurs circuits CMOS. Un comportement même redevenu apparemment normal à une fréquence supérieure doit être considéré comme suspect. De telles anomalies commencent à se manifester vers 54 MHz

Sur nos précédentes réalisations, la fréquence de travail a été aussi portée à 40 MHz. Nous avons alors une bande de base de 0 Hz à 20 MHz, dont une importante partie basse fréquence ne sert à rien.

V.3.4. Réduction de durée de la fenêtre d'écoute.

A 40 MHz, les 1024 échantillons gardés de la réponse ne représentent plus que 25.6 micro-secondes de signal reçu, contre 34 micro-micro-secondes dans la version précédente à 30 MHz. Nous perdons une profondeur mémorisée de sondage non négligeable. Dans un sol de permittivité 3.2, la profondeur maximale représentée sans ambiguïté spatiale n'est plus que de 2150 mètres, contre 2850 mètres auparavant.

Attend-on une transition géophysique particulière vers ces profondeurs? On ne peut exclure une conséquence scientifique négative de cette réduction. Toutefois, les incertitudes sur l'absorption et la diffusion dans le milieu sont importantes, et il est peu probable que le radar ait réellement le potentiel pour sonder si profond.

V.3.5. Une autre solution?

L'inconvénient principale de cette augmentation à 40 MHz de la fréquence de fonctionnement reste donc la bande inutile, jusque vers 6 MHz, transmise à l'intérieur des données. Ceci représente donc un tiers de donnée inutile. S’il était facilement incorporable, un filtrage numérique passe haut permettrait une réduction du flot sans perte d'informations radar. Mais d'autres considérations dynamiques sur le nombre de bits significatifs du résultat de l'accumulation peuvent aussi guider la réduction simple de l'information à transmettre (voir chapitre VII).

En 1993, après le raccourcissement du guiderope, nous avons cherché comment traiter une bande utile du signal, couvrant de 8 MHz à 22 MHz, en utilisant notre convertisseur rapide, et notre additionneur cohérent fonctionnant à 30 MHz. Dans le but de réduire le débit avant l'addition cohérente, il s'agit de trouver un filtre numérique simple, avec le moins de changement sur l'architecture et avec le moins de composants supplémentaires. Il fallait tenir le calendrier du Modèle de Qualification livrable début 1994.