R ´esum ´e ´etendu franc¸ais
2.3 Choix du convertisseur de tension et de son mode de contr ˆolecontr ˆole
Un bref aperc¸u des diverses topologies de conversion de tension non-isol´ees permettant d’abaisser la tension de batterie qui ´evolue de 2.5 V `a 4.5 V `a la tension d’alimenta-tion du processeur qui ´evolue de 0.6 V `a 1.2V est propos´e en Secd’alimenta-tion 3.2 (page 17) et repr´esent´e en Figure 2.5 (page 18). Le convertisseur retenu est un r´egulateur abaisseur de tension de type ≪buck≫monophas´e qui permet d’obtenir un rendement maximum tout en maintenant la surface totale de la solution, faible.
2.3.1 Contr ˆole par modulation de largeur d’impulsion
Le contrˆole d’un convertisseur de tension de type buck est g´en´eralement effectu´e en modulant en largeur d’impulsion, une fonction de compensation de type Proportionnel-Int´egral-D´eriv´e (PID) comme pr´esent´e `a la Figure 2.6 (page 22). Un autre mode de contrˆole consiste `a r´eguler le courant dans l’inductance de puissance du convertisseur et imbriquer cette boucle de courant dans une boucle de tension qui r´egule la tension de sortie `a la tension d´esir´ee. Ce contrˆole appel´e≪current-mode-control≫en anglais3 per-met d’obtenir de meilleures performances transitoires que la r´egulation par modulation directe d’une fonction PID mais au prix d’une complexit´e accrue. N´eanmoins ces deux modes de contrˆole ne permettent pas des r´eponses transitoires asynchrones vis-`a-vis de l’horloge de r´ef´erence et sont limit´es `a des vitesses de r´eaction bien en dessous de la fr´equence de d´ecoupage.
2.3.2 Contr ˆole en mode glissant
La structure intrins`equement discontinue d’un convertisseur `a d´ecoupage s’adapte bien au contrˆole en mode glissant dont la loi de commande est directement discontinue. La Figure 2.12 (page 31) repr´esente un r´egulateur en mode glissant dont la loi de com-mande d´epend directement de la tension de sortie. Lorsque la tension de sortie est inf´erieure `a la tension de sortie d´esir´ee, l’´etage de puissance est positionn´e `a l’´etat haut pour augmenter le courant dans l’inductance. Lorsque la tension de sortie est inf´erieure `a la tension de sortie d´esir´ee, l’´etage de puissance est positionn´e `a l’´etat bas pour diminuer le courant dans l’inductance. Ce mode de contrˆole tr`es simple offre des performances transitoires optimales puisque la contre-r´eaction `a une variation de la tension de sortie est quasi instantan´ee, limit´ee seulement par d´elais de comparaison et de commutation de l’´etage de puissance. Cependant ce convertisseur est instable si le condensateur de sortie ne pr´esente pas une r´esistance ´equivalente s´erie suffisante.
La structure pr´esent´ee en Figure 2.13 (page 32) permet de r´esoudre le soucis d’insta-bilit´e du convertisseur pr´ec´edent. Un circuit RC est connect´e en parall`ele avec l’induc-tance de puissance et la tension aux bornes du condensateurCf offre une repr´esentation du courant dans l’inductance. Ainsi la loi de commande en mode glissant est une fonc-tion lin´eaire de la tension de sortie et d’une image du courant dans l’inductance. Cette structure offre de bonnes performances en transitoire puisque toute variation importante et rapide de la tension de sortie est directement ramen´ee `a l’entr´ee n´egative du compara-teur via la capacit´eCf. Cependant la r´esistance de sortie du convertisseur est ´equivalente `a la r´esistance DC de l’inductance et la pr´ecision statique de ce montage est insuffisante pour l’application vis´ee.
Pour am´eliorer la pr´ecision statique du convertisseur pr´esent´e en Figure 2.13 (page 32), une boucle de compensation de la tension de sortie peut ˆetre utilis´ee comme pr´esent´ee en Figure 2.14. Le convertisseur en mode glissant offre des performances transitoires ´elev´ees tandis que la fonction d’int´egration de l’erreur de tension compense la r´esistance de sortie DC du convertisseur. La mesure du courant d’inductance s’effectue soit par me-sure directe, soit en pr´elevant l’ondulation de sortie, soit en reconstituant l’ondulation de courant dans la capacit´e de sortie.
2.3.3 Fr ´equence de d ´ecoupage d’un r ´egulateur contr ˆol ´e en mode glis-sant
La fr´equence de d´ecoupage d’un r´egulateur en mode glissant est structurellement in-contrˆol´ee. Elle d´epend essentiellement de la tension d’entr´ee, de la tension de sortie, du d´elai de comparaison et de commutations des ´el´ements actifs et d’un ´eventuel cycle d’hyst´er´esis `a l’entr´ee du comparateur. Ces ´el´ements peuvent ˆetre fortement variables pour une alimentation d´edi´ee aux cœurs num´eriques et peuvent mener `a des fr´equences de d´ecoupage ´eloign´ees de la fr´equence de d´ecoupage d´esir´ee. C’est pourquoi de nom-breux travaux portent sur le contrˆole de la fr´equence de d´ecoupage d’un convertisseur contrˆol´e en mode glissant.
La Section 6.1 (page 34) pr´esente des solutions dans lesquelles chaque cycle est synchronis´e sur l’horloge de r´ef´erence. Cette solution n’apporte pas de r´eels avantages par rapport `a un convertisseur contrˆol´e via une boucle de courant imbriqu´ee dans une boucle de tension. La r´egulation de la fr´equence de d´ecoupage du convertisseur par une boucle de r´egulation de fr´equence ou de phase permet de conserver le comportement structurellement asynchrone du convertisseur contrˆol´e en mode glissant tout en fixant la fr´equence de fonctionnement de ce mˆeme convertisseur en r´egime ´etabli. Ce principe de fonctionnement est pr´esent´e en Figure 2.15 (page 39), le convertisseur DC/DC est utilis´e en tant qu’oscillateur dans une boucle de fr´equence ou de phase.
L’oscillateur ´equivalent est contrˆol´e en modulant soit un cycle d’hyst´er´esis `a l’entr´ee du comparateur soit le temps de d´elai de la boucle en mode glissant. Ce dernier mode de contrˆole pr´esente l’int´erˆet de ne pas significativement d´egrader les performances transitoires du convertisseur contrairement `a une modulation d’un cycle d’hyst´er´esis en entr´ee du comparateur de la boucle interne.
La section suivante propose une solution permettant d’obtenir :
1. Des performances transitoires ´equivalentes ou meilleures qu’un convertisseur contrˆol´e par modulation de largeur d’impulsion d’une fonction PID, avec la capacit´e de sortie la plus petite possible.
2. la capacit´e d’utiliser des inductances les plus faibles possibles (moins de 1 µH pour des fr´equences de d´ecoupage de 3 `a 6 MHz).
3. Un contrˆoleur tout int´egr´e sur puce.
4. Une fr´equence de d´ecoupage contrˆol´ee dans l’intervalle de 3 `a 6 MHz.
5. Un contrˆole analogique et une faible consommation du contrˆoleur pour obtenir un rendement ´elev´e sur une large plage de courant de sortie.