Améliorations potentielles

Une oscillation parasite est présente à une distance de 3.39 MHz de la porteuse dans la courbe de bruit de phase mesurée de la figure 6.12. Cette oscillation parasite, dont la fréquence correspond à la fréquence de référence fREF du synthétiseur, est également visible sous la forme d’une ondulation

(ripple) affectant la tension de contrôle VCT RL du VCO de la figure 6.10 à l’état stable. Bien que

les causes exactes de cette modulation parasite soient inconnues, nous croyons que les facteurs suivants sont en cause :

 Le courant de fuite des varactors [43]. L’utilisation d’une capacité variable de grande valeur — donc de grande surface — implémentée à l’aide de jonctions PN polarisées en inverse résulte en un courant de fuite non négligeable n’apparaissant pas lors des simulations et qui a pour effet de décharger le noeud de contrôle du VCO lorsque la pompe de charges est en mode haute impédance ;

TABLEAU6.2 Résumé des performances du synthétiseur de fréquences.

Paramètres Valeurs

Technologie CMOS 90-nm

Tension d’alimentation 1 V

Bande de fréquence visée 902-928 MHz

Plage de syntonisation du synthétiseur 815-935 MHz

Plage de syntonisation du VCO 1630-1870 MHz

Courant de la pompe de charges 50µA

Espacement entre les canaux 3.39 MHz

Bande-passante en boucle ouverte 150 kHz†

Marge de phase en boucle ouverte 55˚†

Temps de stabilisation 11µs Bruit de phase @ 100 kHz -77 dBc Bruit de phase @ 1 MHz -113 dBc Bruit de phase @ 10 MHz -136 dBc Consommation de puissance 640µW †_{Résultats de simulation}

la trace de métal 6 amenant le signal de référence fREF du plot de soudure vers l’entrée du

détecteur de phase/fréquence est à proximité des capacités du filtre de boucle et n’est pas isolée. Un lien de couplage potentiel existe donc entre le signal de référence est les capacités fringe M1-M4 utilisées pour implémenter le filtre de boucle ;

 Le couplage entre le signal de référence et le noeud VCT RL sur le circuit imprimé. Dans le but

de mesurer le temps de stabilisation du synthétiseur, le signal VCT RLa été connecté à une broche

du boîtier qui est ensuite connectée à une trace sur le circuit imprimé. Ainsi, tout couplage RF externe au circuit intégré entre le signal de référence et la ligne de surveillance de VCT RL résulte

en une modulation parasite du VCO, et donc en une oscillation parasite dans le spectre de sortie du synthétiseur ;

 Le non-appariement entre les courants IU P et IDN de la pompe de charges. Tel que discuté

au chapitre 4, toute différence d’amplitude entre les composantes de courant U P et DN de la pompe de charges résulte en un dépôt de charges non nul sur le filtre de boucle durant ∆tr, et

donc en une variation de la tension de contrôle du VCO. Bien que la moyenne de la disparité entre les courants U P et DN aux deux extrémités de la plage d’opération de la pompe de charges (pire cas) ait été estimée à environ 1.35 µA à l’aide de simulations Monte Carlo, il est possible que l’échantillon de puce utilisé sur le circuit imprimé est une disparité supérieure, augmentant ainsi le niveau des oscillations parasites.

TABLEAU6.3 Comparaison de la puissance consommée par le synthétiseur proposé avec celle des synthétiseurs d’architecture similaire récemment présentés dans la littérature.

Référence Procédé CMOS fosc(MHz) PRM S(mW)

[47]∗ 0.18µm 2400 22.0 [49]† 0.18µm 2400 4.2 [52]† 0.18µm 2400 7.5 [50]∗ 0.13µm 1800 3.5 Ce travail† 90 nm 1830 0.64 ∗_{Résultats de simulation} †_{Résultats de mesure}

De plus, le gain du VCO KV COtrès élevé a un effet néfaste sur la génération d’oscillations parasites,

puisque le gain de syntonisation très élevé du VCO le rend très vulnérable à toute perturbation apparaissant sur la tension de contrôle. Dans le cadre de cette recherche, le gain du VCO a une valeur environ 4 fois plus élevée que nécessaire car nous voulions nous assurer d’avoir un circuit fonctionnel et opérant à la fréquence désirée du premier coup ; le boîtier utilisé étant relativement difficile à souder sur le circuit imprimé. Dans un contexte de production où des tests automatisés sont effectués sur les puces après fabrication, le gain KV COpourrait être significativement réduit et

une calibration pourrait être utilisée pour uniformiser la fréquence centrale d’oscillation des VCOs. Une technique simple qui aurait permi de réduire de façon significative les oscillations parasites dans le synthétiseur proposé est l’implémentation d’un filtre de boucle d’ordre 4. Pour y arriver, un filtre RC aurait pu être placé entre le filtre de boucle et le port de contrôle du VCO, de façon à filtrer d’avantage le signal parasite à la fréquence fREF et ce sans affecter la bande passante du syn-

thétiseur. Le pôle introduit par ce filtre RC supplémentaire serait à une fréquence significativement supérieure à la fréquence de gain unitaire de la boucle de rétroaction et n’affecterait pas la stabilité, mais serait à une fréquence inférieure à fREF de façon à filtrer efficacement les oscillations para-

sites. Enfin, la bande passante du synthétiseur aurait eu avantage à être fixée à une valeur inférieure à 1/20 de fREF. Une bande passante plus faible aurait eu comme résultat un filtrage plus efficace du

signal VCT RL et donc en un niveau d’oscillations parasites significativement plus bas. Une bande

passante très élevée avait été initialement choisie afin de minimiser le temps de démarrage du syn- thétiseur, mais les résultats de mesures indiquent clairement qu’une plus grande attention aurait due être portée au niveau des oscillations parasites dans la phase initiale de conception.