État de l’art de la génération de signaux hyperfréquence

La génération d’un signal en bande de fréquence millimétrique peut s’effectuer de deux façons : soit en utilisant une source basse fréquence externe suivie d’un multiplieur de fréquence intégré, ou bien en réalisant un oscillateur contrôlé en tension intégré (VCO) qui peut être lui aussi suivi d’un multiplieur de fréquence. Pour obtenir une large variation de la puissance du signal suffisante, un amplificateur de puissance variable peut être ajouté. Ces deux méthodes sont présentées Figure 28 :

Figure 28 : Deux façons possibles de générer un signal HF dans un banc de caractérisation grand signal

Un état de l’art des générateurs de signaux (VCO et multiplieur) en bande de fréquence millimétrique réalisés sur silicium est décrit dans le Tableau 7. Seuls les circuits concernant notre bande de fréquence [140-220] GHz sont présentés. Nous avons choisi la bande passante à -3 dB et la puissance de sortie maximale comme étant les caractéristiques de référence pour mener cette comparaison. Le gain de conversion sera aussi discuté.

Ref Structure Techno. BP -3 dB (GHz) Pmax (dBm) Gain de conv. max (dB) Conso. (mW) Année [45] Doubleur push-push injection locked 65 nm CMOS 112-120 (18 GHz) -2,6 -2,6 NA 2010 [46] Doubleur émetteur commun 0,35 µm SiGe 124-138 (14 GHz) 0,7 -3,6 7,2 2011 [47] VCO + push-push 0,35 µm SiGe 125 – 155 (40 GHz) 3,8 NA 410 2012 Bruit de phase : -93 dBc/Hz [48] Quadrupleur push- push à phase controllée 0,35 µm SiGe 121-137 (16 GHz) -2,4 0,6 35,2 2012 [49] VCO + gilbert-cell 0,35 µm SiGe 130-160 (30 GHz) -3 NA 430 2012 Bruit de phase : -90 dBc/Hz [50] Doubleur push-push 45 nm SOI

CMOS

175-195

(25 GHz) 0 0 91 2012

[51] Doubleur push-push 45 nm SOI CMOS

142-158 (16

GHz) 3,5 -4,5 25 2014

[52] ICS (inter coupling Superposition) 0,35 µm SiGe 124-132,5 (8,5 GHz) 4,4 2,4 115 2015 [53] Doubleur push-push 0,13 µm SiGe 138-170 (32 GHz) 5,6 4,9 36 2016 [54] Doubleur push-push 65 nm CMOS 170 – 220 (50 GHz) 3 3 70 2016

NA : donnée non applicable ou non disponible

Tableau 7 : Etat de l'art des VCO et multiplieurs de fréquence en bande G en technologie silicium

D’après le Tableau 7, la génération de signaux en bande millimétrique peut s’effectuer à l’aide d’un oscillateur contrôlé en tension intégrée, ou d’une source externe suivie d’un multiplieur intégré.

L’oscillateur contrôlé est un circuit permettant de générer un signal à travers un circuit résonnant dont la fréquence peut être contrôlée avec la tension de contrôle de la capacité variable. Dans ce type de circuits, nous regardons aussi le bruit de phase, couplé à la plage de variation de la fréquence et de la puissance de sortie. Ainsi, comparée aux technologies CMOS, la technologie BiCMOS permet de réaliser des VCOs avec un bruit de phase plus faible et une

meilleure puissance de sortie [55, 56, 47, 49]. La plage de variation qu’offrent aujourd’hui les capacités variables sur silicium (varactors) permet de réaliser des VCOs à forte bande passante mais leur faible facteur de qualité dégrade généralement le bruit de phase du signal. Une méthode couramment utilisée pour palier à ce problème, est de réaliser des VCO appelés push-push dont le principe consiste à réaliser un oscillateur à la moitié de la fréquence voulue, suivie d’un doubleur push-push [57, 58, 47]. Cela évite de travailler autour de la fréquence de coupure de la technologie. Cette solution a permis le développement de VCO atteignant de très bonnes performances en termes à la fois de puissance de sortie et de bande passante [47, 59, 49], et réalisé en technologie SiGe BiCMOS.

Cependant, la solution d’intégrer un oscillateur offre une bande passante et une qualité spectrale généralement moins bonne qu’une source externe. Leur utilisation est privilégiée pour le développement de systèmes embarqués complets mais ne présente pas un intérêt particulier dans le domaine de la caractérisation. De plus, leur conception est complexe et nécessite une bonne connaissance de ce type de circuit. C’est pourquoi nous choisirons par simplicité et par sécurité d’utiliser une source externe basse fréquence suivie d’un multiplieur de fréquences intégré pour générer notre signal en bande G. Cela nous assurera un signal fonctionnel et de bonne qualité spectrale, sur une grande bande passante. De plus, la variation de la puissance du signal d’entrée est nécessaire afin de tracer la puissance de sortie des DST en fonction de la puissance d’entrée.

A présent nous allons décrire les différents types de multiplieurs de fréquences, il en existe deux grandes catégories: les multiplieurs basés sur les effets non-linéaires de composant actif et les multiplieurs à base de mélangeur. Cette deuxième approche consiste à mélanger le signal RF avec un signal LO pour obtenir une somme de ces deux signaux. Si on applique le signal d’entrée à la fois sur l’entrée RF et LO on obtient une composante en sortie à la deuxième harmonique. Le montage le plus connu pour effectuer ce mélange est la structure de Gilbert dont nous rappelons le principe Figure 29 :

Figure 29 : Multiplieur par 2 basé sur la cellule de Gilbert

La multiplication du signal permet d’obtenir en sortie un signal différentiel à la fréquence 2.f0. Les harmoniques aux autres fréquences s’annulent naturellement et ne nécessitent pas de

filtre en sortie. Cette méthode a été utilisée pour développer des doubleurs en bande de fréquence millimétrique, notamment un multiplicateur par 16 composé de quatre doubleurs- gilbert cascadés, générant un signal entre 235 et 265 GHz avec une puissance maximale de 0 dBm en sortie [60]. Un simple doubleur en cellule de Gilbert a également été utilisé pour doubler un signal généré par un VCO, générant un signal dans la bande 130 – 160 GHz avec une puissance maximum de -3 dBm [49]. Une version améliorée de ce circuit utilisant un doubleur push-push a été présentée dans [47] et a permis d’atteindre une puissance de 3,8 dBm dans la même bande de fréquence. Cette version utilise d’ailleurs la non-linéarité des transistors bipolaires, qui est un autre moyen de multiplier la fréquence. Pour cela les transistors sont polarisés en classe B afin d’augmenter la création d’harmonique paire. Son principe est présenté Figure 30 :

(a) (b)

Figure 30 : Principe du doubleur utilisant un simple transistor (a) et une structure push-push (b)

Le doubleur à simple transistor présenté Figure 30 (a) est un étage à émetteur commun où le transistor est polarisé en région fortement non linéaire. Un circuit résonnant ou un réseau d’adaptation permet de récupérer le signal en sortie autour de l’harmonique 2f0 et filtrer la

fondamentale. La structure push-push présentée Figure 30 (b) permet quant à elle une forte réjection d’harmonique. En effet, appliquer en entrée un signal différentiel engendre l’annulation de la porteuse fondamentale et des harmoniques impaires lors de la recombinaison des deux collecteurs en sortie [61, 62, 51, 47].

Regardons à présent une méthode qui combine l’utilisation d’un circuit en montage cascode à phase contrôlée avec une structure push-push. Cette méthode permet de générer directement un signal en sortie à une fréquence quatre fois plus élevée que la fondamentale, dont le principe est présenté Figure 31 [48].

Figure 31 : Quadrupler push push à phase contrôlée

Après avoir construit les deux signaux VA et VB en sortie des étages cascode, obtenus grâce

à des méthodes de polarisation en classe non linéaires C et AB, la recombinaison en sortie permet d’obtenir un signal à une fréquence 4 fois plus élevé que la fréquence du signal d’entrée. Ce circuit a permis de générer un signal dans la bande 121 – 137 GHz avec une puissance maximum de -2,4 dBm.

Enfin, la technique de superposition linéaire est un autre moyen de générer un signal à plus haute fréquence, et consiste à additionner quatre signaux déphasés de 90° permettant la création d’un signal de sortie à l’harmonique quatre. Des résultats ont été montrés avec cette technique à 324 GHz mais avec de très faibles niveaux de puissance (-46 dBm) [63].

Nous venons de présenter brièvement les différentes méthodes de génération de signaux en bande de fréquence millimétrique proposés dans la littérature: les mélangeurs de type Gilbert, les doubleurs de type push-push, les quadrupleurs à phase controllée push-push ainsi que la méthode de superposition linéaire. Dans notre contexte nous souhaitons une structure capable de générer un signal avec une puissance suffisante, à partir d’un générateur basse fréquence (autour de 30-50 GHz). C’est pour cela qu’un multiplieur de facteur au moins égal à quatre cascadé avec des amplificateurs inter étage pour atteindre un bon niveau de puissance est nécessaire. Les topologies différentielles sont évitées car cela nécessite l’intégration de transformateurs (balun) qui présentent d’importantes pertes dans ces bandes de fréquences. Il existe également d’autres méthodes de multiplieur que nous ne présenterons pas dans ce manuscrit (mélangeur en anneau, diode,…) car ils ne sont pas utilisables avec la technologie silicium ciblée.