Oxydes métalliques pour la passivation de l'interface Si / SiO2 des capteurs d'images CMOS

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/ SiO2 des capteurs d’images CMOS

Evan Oudot

To cite this version:

Evan Oudot. Oxydes métalliques pour la passivation de l’interface Si / SiO2 des capteurs d’images CMOS. Micro et nanotechnologies/Microélectronique. Université Grenoble Alpes, 2018. Français. �NNT : 2018GREAT036�. �tel-01887407�

THÈSE

Pour obtenir le grade de

DOCTEUR DE LA COMMUNAUTE UNIVERSITE

GRENOBLE ALPES

Spécialité : NANO ELECTRONIQUE NANO TECHNOLOGIES Arrêté ministériel : 25 mai 2016

Présentée par

Evan OUDOT

Thèse dirigée par Christophe VALLEE, Professeur, Université

Grenoble Alpes

Préparée au sein du Laboratoire des technologies de la

microélectronique (LTM) dans l'École Doctorale EEATS

Oxydes métalliques pour la

passivation de l’interface Si / SiO

des capteurs d’images CMOS.

Thèse soutenue publiquement le 18 mai 2018, devant le jury composé de :

Mme. Elisabeth BLANQUET

Directrice de recherche au SIMAP, Présidente Mme. Danièle BLANC-PELISSIER Chargé de recherche à l’INL, Rapporteur M. Lionel SANTINACCI

Chargé de recherche au CINaM, Rapporteur M. Christophe VALLEE

Professeur à l’université Grenoble Alpes, Membre M. Mickaël GROS-JEAN

Ingénieur à STMicroelectronics, Membre M. François BERTIN

Remerciements

Je tiens à remercier tout d’abord les membres du jury, Danièle Blan c Pellisier et Lionel Santinacci d'avoir accepté d'être rapporteur de mon travail de thèse ainsi que Elisabeth Blanquet pour avoir accepté de présider le jury.

Je remercie ensuite mes encadrants, Mickaël Gros -jean, Christophe Vallée et François Bertin. Merci pour votre aide, votre soutien et vos conseils. Merci pour toutes les discussions et les propositions de manips durant ces trois années. Merci aussi pour toutes les corrections apportées au manuscrit durant les derniers mois (car il y en a eu pas mal). Merci enfin pour la bonne humeur et l'enthousiasme qui ont toujours été présents à ST comme au labo.

Un grand merci à Kristell Courouble qui a suivi ma thèse de près, m'a aidé dans toutes mes manips et sans qui je n'aurais surement pas pu obtenir autant d e résultats, même si le manuscrit est long tout n'y est pas !!! 😊. Merci aussi à Romain Duru pour m'avoir formé au COCOS et m'avoir aidé à comprendre pas mal de résultats parfois compliqués à interpréter.

Merci ensuite à Olivier Gourhant, Thierry Ouptier, Benoît Pernet pour leur aide concernant les oxydes RTO. Merci à Rémi Beneyton pour toutes les recettes de recuits (et il y en a eu pas mal finalement 😊). Et bien sûr merci aussi au reste de l'équipe TT: Julien, Lucie, Nathalie, Denis, Yves, Bilel, Franck, Elodie, Clément, Didier, Patrick et Fabien (qui au passage a dû supporter la fin de ma rédaction 😊..)..En espérant oublier personne...

Et vu que j'ai finalement fait beaucoup de caractérisation à ST un grand merci à toute l'équipe carphy, en particulier Karen Dabertrand, Marc Juhel et Véronique Guyader. Merci aussi aux personnes de PI imagers et modules imagers qui m'ont permis d’intégrer mes dépôts et d'avoir des résultats électriques : Emmanuel Perrin, Yann Henrion, Laurent Gay..Plus généralement merci à toutes les personnes de salle blanche/support qui mon permis d'avancer ou débloqué quand j'ai planté des machines (et oui c'est arrivé 😊).Merci aussi à tous ceux que j'ai sollicité dans les autres services de process ou métrologie...Merci enfin à Pascal Beluze de chez ASM qui m'a bien aidé à prendre en main les supers machines ALD 😊..

Coté CEA, merci à toutes les personnes avec qui j'a i eu l'occasion de faire des caractérisations. Je pense à Frederic Fillot pour l'XRD, Jean -Paul Barnes pour le SIMS et Pierre -Louis Charvet pour la RGA. Un merci tout particulier à Névine Rochat pour m'avoir formé aux mesures FTIR. Merci pour tes conseils, ton aide sur l'interprétation des spectres IR et de m'avoir donné autant d'accès à l'équipement. Merci enfin aux personnes du service dépôt pour les dépôts alumine, en particulier Virginie Beugin et François Martin. Les réunions et la bibliographie m’ont permis de comprendre pas mal de choses et d’ajouter l’étude de l’alumine dans mon manuscrit.

Merci à toute l'équipe de thésards/stagiaires/alternants de ST du LETI et du LTM ou autres labos avec qui j'ai pu travailler (un peu parfois c'est arrivé) et par tagé des poses café ou soirées (un peu plus 😊 ). Commençons par la base, l'incontournable celui qu'on croise partout..Charl y évidement 😊..Merci pour ton soutiens et accessoirement ton tapis de sol ultra confortable!!!

qu'un mauvais moment à passer 😊..Merci à Fabien le breton (en réponse au lozérien 😊)..qui a partagé la même galère que moi lors de la rédaction 😊..te voir galérer aussi m'a permis de me sentir moins seul 😊..plein de bonnes choses pour la suite en Asie. Merci aux anciens thésards d'épi/high-K Victorien, Maxime, Mathias..et aux nouveaux, Damien et Ivane. Courage à vous deux c'est que le début !! 😊..merci aussi à Kevin (premier voisin de bureau, j'avoue avoir perdu au change avec Charly 😊), Joris, Kiki, Adeline, Franck, Marc, Shayma, Laura, Rémi, Samia, Ahmad, Tariq, Brice, Vikas et Laure...Et tous ceux que j'oublie!!!

Une pensé pour l'équipe 3Di, Alexis, Fabienne, Fabrice, Sandrine, Simon, Thomas, Benjamin. Merci de m'avoir si bien accuei lli une bonne partie de ma thèse dans vos bureaux. Merci pour les pauses café animés où j’ai tant monopolisé la parole (ironie 😊), les Escape Game/restos organisés à la perfection et dsl pour ma culture cinéma inexistante 😊..

Et pour finir les meilleurs pour la fin...Parce que c’est aussi grâce à eux.. Merci à tous mes amis lozériens !!

Les petits weekends en Lozère ont fait d u bien surtout sur la fin !!

Un grand merci à toute ma famille !!...à commencer par mes parents, mes grands frères et ma petite sœur..Merci aussi à mes belles sœurs et beau -frère..

Merci à mes oncles, tantes, cousins et cousines..En particulier les Montpel liérains chez qui j'ai passé beaucoup de temps ces dernières années pour mes études 😊...

Introduction……… ………...…...1

Chapitre I : Les capteurs d’images CMOS ... 6

1. Principe ... 8

1. Cheminement des photons ... 8

2. La génération des paires électrons-trous ... 9

3. Collection des charges ... 10

4. Transfert des charges ... 10

5. Mesures des charges... 11

6. Traitement du signal... 11

2. Les capteurs d’images CCD et CMOS... 12

1. Capteurs CCD ... 12

2. Capteurs d’images CMOS ... 13

3. Sources de bruit dans les capteurs d’images CMOS ... 17

4. Principales caractéristiques des capteurs d’images CMOS ... 19

5. De l’éclairement face avant à l’éclairement face arrière ... 21

3. Courant d’obscurité dans les pixels ... 24

4. Passivation de l’interface Si / SiO2 ... 26

5. L’oxyde de silicium (SiO2) et son interface avec le silicium ... 29

1. Liaisons pendantes ... 29

2. Défauts à proximité de l’interface Si / SiO2 : centres E’ ... 30

3. Définition : états et pièges d’interface ... 32

4. Modélisation de la charge à l’interface Si / SiO2 ... 33

6. Antireflet et passivation dans les capteurs d’images ... 34

1. Antireflet ... 34

2. Techniques de passivation ... 35

7. Oxydes métalliques pour la passivation ... 36

1. Oxyde d’aluminium (Al2O3) : Oxyde métallique de référence pour la passivation ... 36

2. Oxyde d’hafnium (HfO2) ... 43

3. Oxyde de tantale (Ta2O5) ... 47

8. Conclusion ... 50

Chapitre II : Techniques expérimentales ... 51

1. Procédés de fabrication des empilements étudiés ... 53

1. Oxydation thermique... 53

2. Oxydation par voie aqueuse ... 54

3. Dépôt des oxydes métalliques par (PE)ALD ... 55

4. Traitement thermique ... 63

2. Techniques de caractérisations ... 64

2. Caractérisations infrarouges à transformée de Fourier ... 70

3. Autres techniques de caractérisations ... 76

3. Conclusion ... 87

Chapitre III : Oxyde de silicium et interface Si / SiO2 ... 88

1. Préparation des échantillons ... 90

2. Paramètres du procédé d’oxydation ... 91

1. Température et pression ... 91

2. Epaisseur de l’oxyde ... 96

3. Effet du recuit... 99

1. Recuit haute température ... 99

2. Recuit basse température ... 102

4. Oxydation ISSG ... 109

5. Choix de l’oxyde de silicium pour le dépôt ALD de l’oxyde métallique ... 112

6. Conclusion sur l’oxyde de silicium et l’interface Si / SiO2 ... 113

Chapitre IV : Effet du dépôt d’un oxyde métallique basse température sur SiO2 ... 114

1. Oxyde d’hafnium (HfO2) ... 116

1. Préparation des échantillons ... 116

2. Propriétés après dépôt ... 116

3. Impact du recuit basse température ... 125

2. Comparaison de l’oxyde d’hafnium et de l’oxyde d’aluminium ... 140

1. Propriétés après dépôt ... 140

2. Effet du recuit basse température ... 142

3. Procédé ozone (O3) ... 148

1. Propriétés après dépôt ... 148

2. Effet du recuit basse température ... 150

4. Conclusion sur les oxydes métalliques de passivation ... 153

Chapitre V : Dépôt de la couche antireflet et recuit de passivation ... 154

1. Impact du dépôt de la couche antireflet d’oxyde de tantale (Ta2O5) ... 156

1. Effet de l’épaisseur de l’oxyde métallique de passivation ... 156

2. Effet de l’épaisseur de la couche antireflet d’oxyde de tantale (Ta2O5)... 160

3. Impact de la nature de l’oxyde métallique de passivation utilisé ... 162

4. Procédé ozone ... 166

2. Recuit de passivation ... 169

1. Recuit N2 et N2 + H2 (forming gas) ... 169

2. Recuit sous haute pression de Deutérium (High Pressure Deuterium « HPD2 »)... 184

3. Courant d’obscurité et perspectives ... 196

3. Résultats de courant d’obscurité ... 196

4. Conclusion sur la couche antireflet et le recuit de passivation ... 199

Conclusion générale...201

Annexes...206

GLOSSAIRE

ATR : Attenuated Total Reflectance / Réflexion Totale Attenuée BEOL : Back End Of Line / Etapes de fabrication des interconnexion COCOS : Corona Oxide Characterization Of Semiconductor

FEOL : Front End Of Line / Etapes de fabrication des transistors FAaST : Film Analysis and Substrate Testing

FTIR : Fourier Transform InfraRed spectroscopy / Spectroscopie InfraRouge à Transformée de Fourier

ISSG : In-Situ Steam Generation / Generation de vapeur in-situ MIR : Multiple Internal Reflection / Réflexion Interne Multiple PEALD : Plasma Enhanced Atomic Layer Deposition

QC : charge Corona

Qt ot : Charge totale

Qi t : Charge piégée dans les états d’i nterface

QSC : Charge de la zone d e charge d’espace

RGA : Residual Gas Analysis / analyse des gaz résiduels

SIMS : Secondary Ion Mass Spectrometry / Spectrométrie des ions secondaires TEM : Transmission Electron Microscopy / Microscopie Electronique en Transmission TOF : Time Of Flight / Temps de vol

XPS : X-ray Photoelectron Spectroscopy / Spectroscopie des photoelectrons X XRD : X-Ray Diffraction / Diffraction des Rayons X

Historique :

Le développement des premiers capteurs d’image CMOS date des années 60, au sein des laboratoires de Westinghouse, IBM, Plessey et Fairchild. Néanmoins, jusqu’en 1967, les capteurs ne délivraient qu’un signal de sortie proportionnel à l’intensité lumineuse instantanée (pas d’intégration du signal), et souffraient donc d’une très faible sensibilité. En 1967, Weckler propose d’intégrer le signal photo généré en intégrant le courant de la photodiode dans une jonction p-n polarisée en inverse [Weckler 1967]. Le signal de sortie est alors une impulsion de courant, convertie en tension par le biais d’une résistance. En 1968, Fairchild propose un réseau de photodiodes de 100 ×100, dans lequel le courant photo -généré est cette fois -ci stocké dans une capacité avant d’être lu. En 1969, Plessey est le premier à présenter un réseau de diodes avec un système d’auto balayage. La puce est constituée d’un registre qui balaye automatiquement les photodiodes élémentaires. Malgré c es améliorations successives [Noble 1968] [Chamberlain 1969], tous ces capteurs souffrent d’un bruit spatial fixe important [Fry 1970].

L’invention des capteurs à Transfert de Charges (ou CCD) en 1970 par Boyle et Smith introduit un nouveau type de capteur d’image, beaucoup moins sensible au bruit spatial fixe et permettant d’obtenir des pixels de plus petite taille [Boyle 1970]. Très vite, cette technolo gie prédomine, et condense la majorité des projets de rech erche et d’industrialisation en imagerie électronique jusqu’au début des années 90. Les capteurs d’image CMOS ne sont alors que très peu étudiés, et comparés de manière défa vorable au capteur CCD du fait qu’ils présentent un niveau de bruit élevé qui dégrade fortement les performances électro -optiques. Les seules applications des premiers capteurs CMOS sont restreintes à l’apport de quelques fonctionnalités supplémentaires sur les CCD, ou à certaines applications t rès ciblées. Malgré ces performances électro-optiques élevées, la technologie CCD nécessite un procédé de fabrication spécifique et ne profite pas des avancées des filières de l’industrie microélectronique telles que la réduction des dimensions ou encore l’ajout de fonctions électroniques complémentaires. Cette technologie se prête donc moins à la demande de réduction des dimensions et d’accroissement des fonctionnalités des capteurs qui commence à se faire sentir dan s les années 90.

Ce seront finalement deux efforts de recherche indépendants qui remettront les capteurs d’image CMOS à l’ordre du jour, au début des années 90.

Le premier, mené parallèlement à l’université d’Edinburgh (Ecosse) [Renshaw 1990] [Denyer 1993] [Denyer 1997] et à l’Université de Linköping (Suède) [Chen 1990] [Forchheimer 1992] [Jansson 1993], parie sur un système de capteur d’image hautement fonctionnel dont l’élément moteur est le faible coût de fabrication et non plus la performance.

Le deuxième naît aux U.S.A. Le laboratoire Jet Propulsion Laboratory (JPL) développe des capteurs d’imagerie spatiale embarquée hautement miniaturisée et de faible consommation pour répondre aux besoins de la NASA [Nixon 1995]. La technologie est ensuite largement transférée à AT&T Bell Labs, Kodak, et National Semiconductor.

La convergence de ces efforts à abouti à une avancée significative des capteurs CMOS et au développement de capteurs à pixels actifs APS (acronyme de l’anglais Active Pixel Sensor), qui contrairement à leurs prédécesseurs (les capteurs à pixel passif PPS, acronyme de l’anglais Passive Pixel Sensor), intègrent un amplificateur au sein du pixel qui permet d’augmenter le

CMOS n’a cessé de progresser. Pour preuve, ils représentaient plus de 95 % du nombre des capteurs fabriqués en 2015.

A l’heure actuelle, si l’on excepte les capteurs d’image CMOS spécialement destinés à l’imagerie médicale et spatiale, les principales applications des capteurs d’image CMOS visent des marchés à fort volume et faible coût de production. A savoir, principalement l’imagerie pour la téléphonie mobile et l’automobile, ainsi que les capteurs optiques non destinés à l’imagerie comme les capteurs de souris optique, les lecteurs de code -barres, etc. Et il existe une multiplication des applications des capteurs CMOS. Par exemple, dans le domaine de l’imagerie numérique, la plupart des capteurs haut de gamme, (appareils photos « Refle x »), sont de type CMOS (Canon, Kodak, Sigma…). D’autre part, les capteurs d’image pour la téléphonie mobile affichent des performances qui se rapprochent progressivement de celles des appareils photos de type Compact (à CCD) : le niveau de définition des capteurs augmente (plus de 8MPixels), un post -traitement de l’image de plus en plus sophistiqué est effectué, un zoom optique est utilisé, etc…

Pour finir, les plus grands acteurs du marché des capteurs d’image CMOS en janvier 2015 (Figure 1) étaient : Sony, Omnivision, Samsung, et Galaxycore. STMicroelectronics reste aussi un acteur important sur ce marché pour les capteurs différenciés, c’est -à-dire les applications autres que la photo ou la vidéo.

FIGURE 1: REPARTITION DU MARCHE DES CAPTEURS D’IMAGE CMOS EN 2015 (PRIX DE VENTE EN FONCTION DU NOMBRE DE PIECES PRODUITES), D’APRES YOLE DEVELOPPEMENT

Motivations

Les technologies de capteurs d’image CMOS suivent une loi de miniaturisati on proche de la célèbre loi de Moore (diminution d’un facteur 2 de la taille des composants entre deux nœuds technologiques successifs). Ceci offre l’avantage de réduire le coût du pixel unitaire, et de pouvoir augmenter le nombre de pixels dans un capteur . Actuellement, la taille des dernières générations de pixel CMOS sur le marché avoisine 1 μm.

Par contre, cette course à la miniaturisation entraine l’apparition d’effets parasites (augmentation du bruit, complexité du système optique...) qui tendent à dé grader la performance du pixel unitaire.

Après plusieurs nœuds technologiques au cours desquels la taille des pixels n’a cessé de diminuer, les limitations sur la performance des capteurs composés de pixels éclairés par la face avant (Front-Side-Illuminated, FSI) sont devenus de plus en plus difficile à contourner. Pour répondre à cette problématique une nouvelle technologie de pixels a vu le jour en 2008. Il s’agit des pixels de type « Back-Side-Illuminated » (BSI), c’est-à-dire éclairés par la face arrière.

L’architecture BSI permet de former une photodiode verticale et non surfacique permettant une capacité de stockage plus importante. De plus le détecteur les transistors et les mémoires sont désormais empilés et non plus juxtaposés ce qui permet la réduc tion des dimensions. Ce changement technologique présente certes des avantages mais implique de nouveaux challenges. Parmi eux, l’apparition d’une nouvelle interface sur la face arrière du capteur dont il faut être capable de minimiser la contribution au b ruit du pixel, et la nécessité de mettre en place une couche antireflet afin de maximiser le nombre de photons absorbés dans le silicium.

Ainsi depuis l’apparition des premiers capteurs d’image de type BSI à la fin des années 2000, leur part de production ne cesse d’augmenter, et les prévisions de Yole développement présentées Figure 2 prévoient qu’en 2018 presque 80% des capteurs vendus seront de type BSI.

FIGURE 2: EVOLUTION DE LA PART DES CAPTEURS D’IMAGE BSI DEPUIS 2012

La réduction continue des dimensions du pixel dans le plan entraine automatiquement une contribution plus importante des interfaces aux bruits du capteur. Les défauts d’interfaces jouent un rôle essentiel sur la formation du courant d’obscurité et des pixels blancs (White

Pixel). La passivation des interfaces devient alors une problématique essentielle pour préserver

et améliorer les performances du capteur.

Le présent travail de thèse s’inscrit dans la transition de la technologie FSI à BSI qui doit permettre de poursuivre la miniaturisation et l’amélioration des performances des capteurs. Ce travail de thèse consiste à étudier un empilement innovant composé de trois couches :

Une couche d’oxyde de silicium (SiO2) et une couche d’oxyde d’hafnium (HfO2) pour passiver

contribution au bruit du pixel, et une couche d’oxyde de tantale (Ta2O5) permettant

principalement de limiter la réflexion de la lumière et ainsi maximiser l’a bsorption des photons.

Axes de recherches

Le premier chapitre permettra de décrire plus précisément les capteurs d’image CMOS, notamment l’évolution de leur architecture, les sources de bruit et les particularités de la technologie BSI afin de mieux comp rendre les enjeux de ces travaux. Dans un deuxième temps le courant d’obscurité dans les capteurs ainsi que la problématique de la passivation de l’interface Si / SiO2 seront décrits en détails. Il s’agira ici de définir les critères d’une bonne

passivation à partir de la littérature sur l’interface Si / SiO2, et de présenter les solutions en

termes de matériaux pour améliorer la qualité de cette interface.

Le deuxième chapitre sera tout d’abord axé sur la description des procédés permettant la réalisation des différentes couches de l’empilement. Les procédés d’oxydation et de dépôt par couche atomique (Atomic Layer Deposition, ALD) seront détaillés ainsi que les procédés de recuit thermique utilisés pour ces travaux. Ensuite il sera question des techniques de caractérisation utilisées pour mener à bien ce travail. Une attention particulière sera portée sur la technique Corona Oxide Characterization of Semiconductor (COCOS) et la spectroscopie infrarouge qui ont été particulièrement utilisées.

Le chapitre numéro trois sera consacré à l’étude de la première de nos trois couches : l’oxyde de silicium. L’analyse et la compréhension de l’impact des différents paramètres du procédé d’oxydation sur les propriétés de l’interface Si / SiO2 nous permettront de mettre en

évidence l’effet des conditions expérimentales d’oxydation sur la quantité de charges et de défauts.

Dans le quatrième chapitre l’impact du dépôt d’oxyde d’hafnium (HfO2) sur un

empilement Si / SiO2 sera détaillé afin de mettre en évidence la passivat ion induite par le dépôt

ALD. Les paramètres de dépôt et de recuit influant le niveau de passivation seront abordés en détail. Dans une deuxième partie, l’oxyde d’hafnium sera comparé à l’alumine (Al2O3)

considérée aujourd’hui comme l’oxyde métallique de r éférence pour la passivation des cellules solaires. Pour finir la dernière partie du chapitre sera l’occasion de comparer les procédés ALD oxydant H2O et ALD oxydant ozone pour le dépôt de l’alumine.

Finalement le chapitre cinq sera dédié à l’impact du dépôt du matériau choisi pour minimiser la réflexion des photons, à savoir le Ta2O5, sur l’oxyde métallique choisi pour la

passivation et à l’impact du recuit final sur l’empilement complet. Le recuit est à la fois nécessaire dans l’intégration finale et décisif pour les propriétés de passivation finale de l’empilement. Nous aborderons donc les différents paramètres du recuit tels que la température et l’atmosphère utilisée.

Chapitre I : Les capteurs d’images CMOS

Dans ce premier chapitre nous allons fixer le contexte de cette thèse. Nous verrons tout d’abord le principe général d’un capteur d’image avec un focus particulier sur les capteurs de type CMOS. Nous aborderons rapidement l’architecture du dispositif et ses évolutions, les sources de bruit ainsi que quelqu es paramètres clés pour la bonne compréhension de l’impact du présent travail sur la technologie. Ensuite nous rentrerons plus en détails sur les origines du courant d’obscurité issu de l’interface Si / SiO2 et les possibilités de mise en œuvre pour

Chapitre I : Les capteurs d’images CMOS ... 6

1. Principe ... 8

1. Cheminement des photons ... 8

2. La génération des paires électrons-trous ... 9

3. Collection des charges ... 10

4. Transfert des charges ... 10

5. Mesures des charges... 11

6. Traitement du signal... 11

2. Les capteurs d’images CCD et CMOS... 12

1. Capteurs CCD ... 12

2. Capteurs d’images CMOS ... 13

3. Sources de bruit dans les capteurs d’images CMOS ... 17

4. Principales caractéristiques des capteurs d’images CMOS ... 19

5. De l’éclairement face avant à l’éclairement face arrière ... 21

3. Courant d’obscurité dans les pixels ... 24

4. Passivation de l’interface Si / SiO2 ... 26

5. L’oxyde de silicium (SiO2) et son interface avec le silicium ... 29

1. Liaisons pendantes ... 29

2. Défauts à proximité de l’interface Si / SiO2 : centres E’ ... 30

3. Définition : états et pièges d’interface ... 32

4. Modélisation de la charge à l’interface Si / SiO2 ... 33

6. Antireflet et passivation dans les capteurs d’images ... 34

1. Antireflet ... 34

2. Techniques de passivation ... 35

7. Oxydes métalliques pour la passivation ... 36

1. Oxyde d’aluminium (Al2O3) : Oxyde métallique de référence pour la passivation ... 36

2. Oxyde d’hafnium (HfO2) ... 43

3. Oxyde de tantale (Ta2O5) ... 47

Un capteur d’image est « l’œil » d’une caméra. Le capteur est un composant électronique destiné à convertir un ensemble de niveau de luminosité d’une image en grandeur électrique proportionnelle correspondant point par point à une scène observée à t ravers une optique de focalisation. Il permet donc de transformer une scène réelle en image numérique. L’image reçue sur le capteur est décomposée en points élémentaires appelés « pixels » (diminutif de PIcture ELement), disposés sur une surface dont la di agonale exprimée en pouce définie la taille du capteur.

1. Principe

Le fonctionnement d’un capteur d’image repose sur le principe suivant : une énergie lumineuse est convertie en une quantité mesurable. L’intermédiaire entre les signaux d’entrée et de sortie est l’électron. De fait, plusieurs étapes clefs [Jannesik 2002] [Audran 2007] vont constituer le fonctionnement du capteur :

- Le cheminement des photons

- La génération des paires électrons -trous - La collection des charges

- Le transfert des charges - La mesure des charges - Le traitement du signal

1. Cheminement des photons

Tout démarre par une scène éclairée par un illuminant qui réfléchit une partie du rayonnement en direction du capteur. Suivant le spectre des longueurs d’ondes réfléchies par les différents objets, ceux-ci sont perçus avec une certaine couleur. Les rayons réfléchis arrivent ensuite au niveau de la lentille principale qui les focalise sur la matrice de pixels. Par analogie avec l’œil, cette lentille est l’équivalent du cristallin. Les rayons lumineux sont dirigés vers la matrice avec un certain angle d’incidence correspondant à leur éloignement de la lentille principale. Il est donc nécessaire de focaliser indépendamment le rayonnement sur la zone sensible de chaque pixel. Pour ce faire, chaque pixel p ossède sa propre microlentille. A ce stade les rayons étant encore polychromatiques, ils traversent une matrice de filtre s colorés, située en dessous des microlentilles et équivalente aux cônes de la rétine. Le rayonnement subit donc un filtrage chromatique destiné à reconstruire un signal en couleur en associant les signaux de plusieurs pixels voisins. Les rayons lumineux atteignent finalement la zone sensible du pixel. La Figure 3 illustre de façon synthétique le cheminement de l a lumière, en partant de l’illuminant (le soleil) jusqu’à la reconstruction de l’image et sa restitution.

FIGURE 3: ILLUSTRATION PRESENTANT LE CHEMINEMENT DE LA LUMIERE DE L'ILLUMINANT A LA RECONSTRUCTION DE L'IMAGE [RAMADOUT 2010]

2. La génération des paires électrons-trous

Une fois les photons incidents arrivés au niveau du silicium, ces derniers vont générer des paires électrons-trous par effet photoélectrique. Les photons incidents transfèrent une partie de leur énergie au substrat silicium. Si cette énergie est suffisante pour permettre le passage d’un électron de la bande de valence à la bande conduction alors il y a création d’une paire électron-trou. De ce fait un photon est absorbé par le silicium uniquement si son énergie est supérieure à 1.12 eV, autrement dit si sa longueur d’onde est inférieure à 1107 nm. Le silicium est donc adapté au spectre visible de l’œil humain qui s’étend de 400 à 700 nm.

Le paramètre utilisé pour quantifier ce phénomène est l’efficacité quantique de l’anglais « quantum efficiency » (QE). L’efficacité quantique représente l’efficacité avec laquelle les photons arrivant à la surface du capteur sont convertis en électrons.

Pour maximiser l’efficacité quantique il faut minimiser les pertes par absorpt ion dues aux structures présentes sur le chemin optique, ainsi que les pertes par réflexion et transmission qui sont intrinsèques aux propriétés du silicium. Enfin le QE dépend aussi du facteur de remplissage (F) du pixel qui représente le pourcentage d’ai re photosensible du pixel.

Les capteurs CMOS rencontrent plus de problèmes d’absorption que les CCD. En effet, la présence de transistors dans chaque pixel forme des zones optiquement inactives ce qui réduit le facteur de remplissage. Ce n’est pas le cas d es CCD qui présentent un facteur de remplissage de 100%. De plus les lignes métalliques qui servent à la connexion des différents transistors entrainent la formation d’un « tunnel optique » où des phénomènes optiques indésirables tels que la réflexion, la diffusion et la diffraction de la lumière ont lieu. Ces phénomènes sont minimisés par l’utilisation de microlentille.

3. Collection des charges

Après la génération des paires électrons -trous dans le silicium, les porteurs de charge négatives (électrons) et positives (trous) sont séparés. Pour ce faire la zone dans laquelle arrivent les photons (la photodiode) est une zone de déplétion, c’est -à-dire vide de porteurs libres dans laquelle règne un champ électrique interne. Les paires électrons -trous créées sont alors séparées sous l’effet du champ électrique, ce qui crée un courant appelé courant photonique. Ce courant étant trop faible pour être directement mesuré avec précision, la solution consiste à intégrer ce courant sur une période déterminée appelée « temps

d’intégration » afin d’accumuler une quantité de charge suffisante.

La difficulté de cette étape est d’éviter que les porteurs générés dans un pixel se déplacent et soient collectés dans un pixel voisin. Si la génération à lieu dans une région où le champ électrique est présent alors la collection des porteurs de charges est quasiment de 100%. Au contraire, si la génération à lieu trop loin de la zone où règne le champ électrique (zone neutre), un mécanisme de diffusion des porteurs entre en jeu et seul e une partie des charges sera collectée. Les charges restantes seront soit recombinées, soit collectées par un pixel voisin. Ce phénomène est appelé diaphotie électrique ou plus communément « cross talk ».

En ce qui concerne la technologie CCD, l’utilisati on d’un silicium hautement résistif et de tensions élevées permet d’obtenir un champ électrique s’étendant jusqu’à des profondeurs de 10 µm ce qui limite les effets de la diffusion. Au contraire, les procédés standards de la technologie CMOS utilisent géné ralement du silicium à faible résistivité et de faibles tensions. Par conséquent, la profondeur de champ électrique est de seulement 1 à 2 µm et les performances de collection de charge sont plus faibles.

4. Transfert des charges

Une fois les charges collect ées elles doivent être transférées efficacement, c’est -à-dire avec un minimum de perte, de l’endroit où elles ont été collectées vers l’endroit où elles seront lues et converties en tension mesurable. L’objectif est donc d’éviter au maximum que le canal contienne des pièges à électrons.

Cette étape est critique dans le cas des CCD où la charge est transférée sur de longues distances dans la couche de silicium avant d’atteindre l’amplificateur. Avec de courtes distances de transfert, les capteurs CMOS ont l’avantage sur ce point.

5. Mesures des charges

Une fois transférée, la charge doit être mesurée. Plus précisément les charges stockées sont alors converties en tension. En technologie CMOS et CCD, le procédé de lecture utilise un condensateur. Le signal prod uit est alors proportionnel à la quantité de charges stockées. Le point critique de la mesure de charge est le bruit qui englobe tous les signaux parasites pouvant fausser l’image lue. Ce bruit possède diverses composantes décrites partie I.2.3 :

- Le bruit de lecture

- Le bruit de réinitialisation ou bruit kTC

- Le bruit spatial fixe ou « Fixed Pattern Noise » (FPN). Ce bruit est dû à la dispersion des caractéristiques individuelles d’un pixel à l’autre de la matrice

- Le bruit induit par le courant d’obscurité

Les capteurs CMOS ont plus de difficultés à atteindre des niveaux de bruit faibles à cause de la présence du circuit analogique sur la même puce. En effet, chaque pixel contient un amplificateur ce qui implique une variation de sensibilité d’un pixel à l’au tre. Le courant d’obscurité est généralement plus élevé pour un capteur CMOS, mais la différence par rapport aux CCD tend à s’estomper de nos jours.

6. Traitement du signal

Une fois les charges converties en tension, un système d’adressage permet alors de ven ir lire cette valeur de tension. La tension lue sur chacun des pixels est ensuite convertie en une valeur numérique par un convertisseur analogique -numérique (CAN). Le résultat obtenu est transmis à un système de traitement de l’image afin de supprimer la majorité du bruit fixe et de corriger le rendu des couleurs (balance des blancs, gamma...) afin que celui -ci se rapproche le plus possible de la perception de l’œil humain. A partir de là, l’image peut être reproduite par le biais d’un écran ou d’une imprimante.

2. Les capteurs d’images CCD et CMOS

1. Capteurs CCD

Les capteurs à transfert de charge CCD [Ramadout 2010], de l’anglais Charge-Couple-Device, reposent sur la collection d’électrons suivie de leur transfert au moyen de puits de potentiel créés par des grilles placées à la surface du substrat de silicium. Chaque photosite correspond à une grille. Chaque grille est polarisée positivement, ce qui crée dans le silicium sous-jacent une zone de charge d’espace (ZCE). Les paires électron s-trous photo-générées sont alors dissociées sous l’effet du champ électrique de la ZCE, dans laquelle les porteurs minoritaires (ici les électrons) sont stockés pendant la phase d’intégration ( Figure 4).

FIGURE 4: SCHEMA D'ILLUSTRATION DE LA GENERATION DANS UN PHOTOSITE D’UN CAPTEUR CDD [RAMADOUT 2010]

A la fin de cette phase, la charge de chaque puit de potentiel est transférée à travers une chaîne de capacités MOS. Les charges sont donc transférées de proche en proche ju squ’à la sortie de la matrice où est réalisée la conversion charge / tension. Plusieurs architectures de capteurs CCD ont été développées au fil des années, et coexistent encore aujourd’hui.

2. Capteurs d’images CMOS

A l’inverse des capteurs CCD, chaque pix el d’un capteur CMOS [Ramadout 2010] est composé d’une photodiode et de transistors permettant la sélection de ligne, mais aussi une amplification avec conversion de la charge en signal utile (tension, courant, impulsion). Le signal est donc acheminé directement via un bus et un système d’adressage et de décodage, sans transferts successifs de charges de pixel en pixel. Un schéma de structure d’une matrice de pixels d’un capteur CMOS est représenté Figure 5.

FIGURE 5: SCHEMA DE STRUCTURE D'UNE MATRICE DE PIXELS CMOS [RAMADOUT 2010]

Les avantages les plus marquants des capteurs CMOS sont : - Leur bonne compatibilité avec la technologie -cœur CMOS, - Une consommation électrique plus faible que les capteurs CC D,

- Une plus grande vitesse de lecture vis -à-vis des capteurs CCD, utile principalement pour les fonctions vidéo,

- Leur capacité à intégrer d’autres fonctions (traitement du signal analogique, convertisseurs Analogique/Numérique...) permettant une réduction de la complexité des systèmes, du nombre de composants et l’amélioration du traitement du signal.

A l’inverse, les CMOS présentent encore certains défauts, tels que : - Une sensibilité plus forte au bruit temporel,

- Une dispersion de la réponse des pixels à l’échelle de la matrice plus importante due à la multiplication des composants d’amplifications, sur chaque pixel et sur chaque colonne.

Afin de résoudre certains problèmes observés dans les capteurs CMOS, notamment en termes de bruit, l’architecture des pixels a connu plusieurs avancés que nous allons décrire.

i.

Le capteur « 3T »

Les capteurs CMOS actifs dits « 3T » ( Figure 6) comprennent, outre la photodiode, trois transistors (T1, T2, T3) assurant la réinitialisation, l’amplifi cation et la sélection de ligne, respectivement. Le transistor T2 est en mode amplificateur « suiveur ». Dans cette architecture, la photodiode est reliée directement au « nœud de lecture ». La séquence de fonctionnement est la suivante :

- La phase de réinitialisation tout d’abord consiste à fixer le potentiel de la photodiode à une valeur fixe VDD (positive) par l’intermédiaire de T1.

- Durant la phase d’intégration, tous les transistors sont bloqués. L’augmentation de la charge par photo génération de porteu rs entraîne la diminution du potentiel de la photodiode.

- Enfin, durant la phase de lecture, l’ouverture de T3 permet la lecture de la tension à la source du transistor suiveur.

Le faible nombre de transistors permet un bon facteur de remplissage du pixel, et donc une sensibilité accrue. En revanche, la fluctuation possible de la charge transférée lors de la réinitialisation ne permet pas de fixer précisément le potentiel dans la photodiode en début d’intégration, entraînant un « bruit de réinitialisation » ou bruit « kTC ». Enfin, le contact de la zone n de la photodiode où sont collectés les électrons avec l’interface supérieure entraine une forte génération de courant d’obscurité.

ii.

Le pixel à photodiode pincée ou pixel « 4T »

Dans l’architecture « 4T », la photodiode est dite « pincée » (Figure 7), et isolée du nœud de lecture flottant par la présence d’un transistor de transfert supplément aire appelé « grille de

transfert ». Une photodiode pincée est composée d’une zone dopée n peu profonde, encadrée

par le substrat de type p et une implantation p+ de surface. Ces deux zones p sont maintenues à une polarisation fixe (le plus souvent nulle), de manière à ce que le potentiel dans toute la zone de type n soit fixé à ses limites supérieure et inférieure. Contrairement au pixel « 3T », la photodiode peut alors être totalement vide de charges au début de la phase d’intégration.

FIGURE 7: SCHEMA DE PRINCIPE D'UN PIXEL "4T" [RAMADOUT 2010]

La Figure 8 présente le chronogramme de la séquence de fonctionnement du pixel « 4T ». La séquence est globalement conservée par rapport à un pixel « 3T ». Néanmoins, la présence du nœud flottant de lecture indépendant permet le double échantillonnage corrélé ( Correlated

Double Sampling, CDS).

A la fin de la phase d’intégration, une acquisition de la tension du nœud flottant fixe un signal de référence (CDS réf). Une nouvelle acquisition est réalisée après le transfert des charges de la photodiode (CDS sig). Le signal final est donc obtenu par soustraction des deux tensions, ce qui permet de s’affranchir du bruit kTC. De plus, la zone p+ de surface permet de passiver l’interface supérieure du silicium, et de réduire la génération de courant d’obscurité. Nous reviendrons sur le phénomène de passivation dans les pages suivantes. Ces avantages décisifs expliquent la prévalence actuelle de cette architecture, utilisée aujourd’hui dans la quasi -totalité des capteurs.

FIGURE 8: CHRONOGRAMME DE LA SEQUENCE DE FONCTIONNEMENT PRESENTANT LE POTENTIEL DE LA PHOTODIODE, LES POLARISATIONS DU NŒUD DE LECTURE, DE LA GRILLE DE TRANSFERT ET DE LA GRILLE DU TRANSISTOR DE REINITIALISATION [RAMADOUT 2010]

L’isolation des pixels peut se faire de deux manières [Ahmed 2015] :

- Soit en utilisant un dopage p. Il est possible alors de former un mur d’isolation entre les pixels à l’aide d’une implantation optimisée ou encore d’utiliser une jonction profonde. - La deuxième solution, choisie par STMicroelectronics, consiste à séparer les pixels par une tranchée d’isolation profonde (figure 9) ou « Deep Trench Isolation » (DTI). La tranchée de plusieurs microns est obtenue par gravure. Ensuite, les flancs sont dopés de type p par implantation afin d’éviter que la zone de charge d’espace de la photodiode ne s’étende jusqu’à la tranchée. Enfin la tranchée est remplie par de l’oxyde de silicium permettant de supprimer la diaphotie optique et aussi agir comme guide d’onde à la lumière grâce à la différence d’indices optiques entre le silicium et l’oxyde.

FIGURE 9: EXEMPLE D'ISOLATION PAR DES DTI

Après avoir vu l’évolution de l’architecture des capteurs CMOS, nous allons maintenant nous intéresser à un point important des capteurs CMOS, à savoir les différentes sources de bruit.

3. Sources de bruit dans les capteurs d’image CMOS

Il existe dans un capteur d’image plusieurs sources de bruit qui se décomposent en deux catégories : les bruits spatiaux et les bruits temporels [Ramadout 2010]. Les bruits temporels ont une moyenne nulle dans le temps. Les bruits spatiaux ou Fixed Pattern Noise (FPN), sont principalement dus à une non -uniformité des différents pixels d’un même capteur d’image et leur moyenne dans l’espace est nulle.

i.

Bruits temporels

Afin de mesurer un bruit temporel, on effectue une moyenne sur tous les pixels de la matrice afin d’en supprimer le bruit spatial.

Bruit de grenaille photonique

Le bruit de grenaille photonique est un bruit quantique dont la statistique est régie par une loi de Poisson. Son origine est liée au fait que le flux lumineux n’est pas continu mais constitué de particules élémentaires, les photon s. Par conséquent, la variance d’un flux lumineux est égale à la moyenne de ce flux. Le bruit de grenaille photonique évolue ainsi en racine carrée du signal lumineux moyen. Ce bruit est entièrement naturel et il n’existe actuellement aucun moyen de s’en affranchir.

Bruit de grenaille du courant d’obscurité

Le courant d’obscurité du pixel étant très faible, de l’ordre de quelques dizaines d’électrons par seconde, sa nature quantique est visible. C’est pourquoi on observe un bruit de grenaille du courant d’obscurité dont l’origine est la nature intrinsèquement aléatoire de la génération de porteur libre. Comme le bruit de grenaille photonique, ce type de bruit suit une loi de Poisson et évolue en racine carrée du courant d’obscurité. C’est pourquoi on cherc he à diminuer le courant d’obscurité moyen du capteur d’image.

Bruit de quantification

Le signal étant échantillonné par un convertisseur analogique -numérique (CAN), il se produit lors de cette conversion une erreur systématique due à l’arrondi sur le ré sultat final. Si cet arrondi est réalisé de façon exacte, par opposition à l’arrondi par troncation, l’erreur possède une moyenne nulle et un écart type, donc un bruit de quantification, de :

𝜎_𝐴𝐷𝐶 = 𝐿𝑆𝐵

√12 ≈ 0,289 𝐿𝑆𝐵

[Eq.1]

où LSB représente la tension équivalente au bit de poids faible, en anglais « Least Significant

Bit ». Ce bruit est uniquement dû à la numérisation du signal, et il n’existe donc aucun moyen

de s’en affranchir si ce n’est en numérisant sur plus de bits afin de diminuer la valeur en tension du bit de poids faible.

Bruit du circuit de lecture

C’est le bruit induit par toute la chaîne de lecture. On y retrouve les contributions des différents transistors du pixel ( grille de transfert et transistor suiveur ) mais aussi celles du reste de la chaine de lecture (multiplexeur analogique et circuit d’amplification).

ii.

Bruits spatiaux

Afin de mesurer un bruit spatial, on effectue une moyenne sur plusieurs images afin de supprimer toute trace de bruit temporel.

FPN vertical et horizontal

L’adressage des différents pixels de la matrice de pixel se fait de façon horizontale et verticale. Il existe donc un bruit spatial lié à ce type d’adressage. En effet, tous les circuits en bout de colonnes ne sont pas rigoureusement les mêmes ce qui produit une sorte de trame verticale au sein de l’image.

L’œil est extrêmement sensible à ce type de bruit. Ce bruit concernant les pixels d’une même colonne, on peut s’en affranchir en soustrayant au signal colonne le signal moyen dans l’obscurité de la colonne en question. De la même façon, l’adressage en ligne peut différer d’une ligne à l’autre et générer un bruit fixe horizontal qu’il est possible de corriger.

Bruit PRNU et DSNU

Le bruit PRNU (Pixel Response Non Uniformity en anglais), décrit la non uniformité des différents pixels de la matrice sous éclairement. En effet, tous les pixels ne pouvant être rigoureusement identiques, ils ne répondent pas de la même façon sous éclairement.

La quantité relative de pixel qui diffère nt de la valeur attendue sous éclairement peut être mesurée. La PRNU s’exprime dans ce cas en partie par million (ppm). On peut aussi exprimer l’écart relatif de la réponse de chaque pixel en pourcentage (%).

De façon similaire il est possible de quantifier le nombre de p ixels n’ayant pas la réponse attendue dans le noir, on parle alors de non uniformité du signal dans l’obscurité ou de « Dark

4. Principales caractéristiques des capteurs d’image s CMOS

Le but de cette partie est de décrire les paramètres d’un capteur d’image CMOS impactés par l’évolution de l’architecture du pixel et la réduction du courant d’obscurité. La description des caractéristiques ne sera donc pas e xhaustive, mais permettra de mieux saisir l’impact du présent travail sur les performances d’un capteur d’image CMOS .

i.

Facteur de conversion

Le facteur de conversion (conversion factor, γ) est le nombre mesuré de μV par électron à la sortie du capteur. Il définit la sensibilité du pixel vis -à-vis de la charge collect ée. Le facteur de conversion est décrit par l'équation suivante :

𝛾 [µV/e−] = (𝑞 𝑔)

𝐶𝑆𝑁 [Eq.2]

Où g [sans unité] est le gain entre le nœud de lecture et la sortie , q est la charge d’un électron et CS N est la capacité du nœud de lecture.

ii.

Charge à saturation

La charge à saturation (Qsa t) appelée couramment Full Well, correspond à la quantité

maximale de charges qui peuvent être collectées dans la zone d'accumulation de la photodiode au cours du temps d'intégration. La char ge à saturation est donn ée par :

𝑄_𝑠𝑎𝑡[𝑒−_{] = 𝐹𝑢𝑙𝑙 𝑊𝑒𝑙𝑙 =} 1

𝑞 ∫ 𝐶𝑃𝐷 𝑣𝑑𝑣

𝑉𝑚𝑎𝑥

𝑉𝑑𝑒𝑝𝑙𝑒𝑡𝑖𝑜𝑛

[Eq.3] Où q est la charge d’un électron, CP D est la capacité de la photodiode, Vd ep l et i on est la tension

lorsque la photodiode est totalement déplétée et Vma x est la tension maximale qui dépend des

conditions de fonctionnement de la photodiode.

iii.

Dynamique du capteur

La dynamique du capteur (Dynamic Range, DR) représentée Figure 10, est le rapport entre la charge à saturation et le niveau de bruit. Cela correspond au rapport du plus grand signal lumineux observable sur le plus petit signal lumineux observable . Il est donné par :

𝐷𝑅 [𝑑𝐵] = 20 log ( 𝑄𝑠𝑎𝑡

𝑟𝑒𝑎𝑑𝑛𝑜𝑖𝑠𝑒) [Eq.4]

Celle-ci s’exprime en général en décibels (dB). La dynamique du capteur atteint généralement plusieurs dizaines de décibels. Le but est généralement de maximiser la dynamique du capteur d’image afin d’élargir la plage de fonctionnement du capteur sous faible ou fort éclairement. Ceci peut se faire de deux façons :

- Diminuer le plancher de bruit, ce qui permet de diminuer l’intensité du plus petit signal lumineux observable.

- Augmenter la charge à saturation et/ou augmenter le facteur de conversion afin d’étendr e la plage de lecture du pixel.

FIGURE 10: SIGNAL COLONNE PAR RAPPORT AU TEMPS D’INTEGRATION

iv.

Rapport signal à bruit

Le rapport signal à bruit (Signal to Noise Ratio, SNR), est un rapport qui donne les performances générales du capteur d’image. Son effet est directement observable sur une image. Ce dernier évolue avec la luminosité. La Figure 11 illustre l’évolution du rapport signal à b ruit en fonction de l’éclairement.

FIGURE 11: EVOLUTION DU RAPPORT SIGNAL A BRUIT AVEC L'ILLUMINATION

A faible niveau d’éclairement c’est le plancher de bruit qui limite le rapport signal à bruit, alors qu’à fort niveau d’éclairement, lorsque le bruit de grenaille photonique prend le pas sur le plancher de bruit, c’est le bruit photonique qui limite ce même rapport.

Le bruit photonique s’exprimant comme la racine carrée du flux lumineux, à fort niveau d’éclairement le rapport signal à bruit est donc donné par :

𝑆𝑁𝑅 = 𝑆𝑖𝑔𝑛𝑎𝑙 𝑏𝑟𝑢𝑖𝑡 ∝

𝑛𝑝ℎ

√𝑛𝑝ℎ ∝ √𝑛𝑝ℎ [Eq.5]

Où np h représente le nombre de photons incidents sur le capteur. Le nombre de charges

contenues dans la photodiode étant directement lié au nombre de photons incidents, plus la photodiode peut contenir de charges, plus le rapport signal à bruit est bon à fort niveau d’éclairement.

v.

Diaphotie

La diaphotie appelée couramment cross talk, représente pour un pixel donné le signal parasite issue des pixels voisins. En raison de la miniaturisation des pixels, la diaphotie devient une caractéristique importante des capteurs d'images avec deux composantes :

- La diaphotie optique est due aux photons traversant les différentes parties se situant au-dessus des transistors et photodiodes qu e l’on appelle BEOL pour « Back End Of Line » (y compris les microlentilles, les filtres de couleur, les lignes métalliques ), et atterrissent dans un mauvais pixel.

- La diaphotie électrique est due à la diffusion d’électrons générés dans un pixel par l’absorption de photons vers les pixels voisins.

vi.

Efficacité quantique

L’efficacité quantique (Quantum efficiency, QE) est le rapport entre le nombre de paires électrons-trous générées dans le silicium et le nombre de photons incidents à l’entrée du système optique. L'efficacité quantique est un paramètre sans dimension permettant de comptabiliser les différentes pertes de signal pour une longueur d'onde donnée tant dans les régions actives que dans les interconnexions du capteur d'image CMOS. Le QE est souvent li é à la réponse spectrale pour refléter sa dépendance en longueur d'onde et est décrit par l’équation suivante :

𝑄𝐸 [%] = 𝑆𝑅 𝐴_{𝑝𝑖𝑥𝑒𝑙} 𝛾

ℎ𝑐

 100 [Eq.6]

Où SR [V.J-1.m2] est la réponse spectrale, h [~6.63 x 10-3 4 J.s] est la constante de Planck, c [~3 x 108 m.s-1] la vitesse de la lumière dans le vide, Ap i x el [m2] l’aire du pixel, γ [V.e-1] le facteur

de conversion et λ [nm] la longueur d'onde.

Les pixels les plus petits ont des efficacités quantiques qui avoisinent les 50%, pour de grands pixels elle peut atteindre 90%. Pour les capteurs d’image s en couleur, on effectue des mesures d’efficacité quantique pour chaque couleur de pixel et à différentes longueurs d’onde. Utilisées conjointement avec les gabarits de résines colorées fournies par le fabricant, celles -ci permettent de déterminer qualitativement la diaphotie.

5. De l’éclairement face avant à l’éclairement face arrière

Jusqu'à la fin des années 2000 les capteurs d’images étaient tous éclairés par la face avant. Le capteur est alors appelé capteur de type FSI, acronyme de l’anglais «

Front-Side-Illuminated ». Cela signifie que la photodiode sensible à la lumière ainsi que le système de

microlentille sont situés à la surface du silicium dans le même plan que le reste de l’intégration CMOS. Cela présente tout d’abord un aspect pratique en matière d’intégration car les étapes nécessaires à la réalisation de la zone sensible ainsi que le système de microlentille peuvent être intégrées aux étapes utilisées pour la réalisation d’un circuit CMOS, et cela en utilisant des procédés similaires aux procédés standards de la logique CMOS.

Cependant, la miniaturisati on des technologies de capteurs d’images entraine l’apparition d’effets parasites qui dégradent la performance du pixel unitaire. Le tableau 1 présente de manière synthétique l’évolution des paramètres du capteur d’image en fonction de la taille d’un pixel FSI à dopage constant.

Paramètres du capteur facteur Taille de la matrice de n pixel 1/k Surface d’un pixel 1/n.k2 Nombre de photons/pixel 1/n.k2 Rapport signal à bruit (SNR) k Charge à saturation (Qsa t) 1/k2

Dynamique du capteur (DR) 1/k2

TABLEAU 1: EVOLUTION DES PARAMETRES DU CAPTEUR EN FONCTION DE LA TAILLE DU PIXEL A DOPAGE CONSTANT [RAMADOUT 2010]

La diminution du signal mesuré par chaque pixel entraîne une hausse (donc une dégradation) systématique du rapport signal à bruit (SNR), ce qui peut nuire à la qualité des images prises sous faible illumination.

Dans le même temps, la diminution de la taille du pixel entraîne une réduction de la charge à saturation (QS a t) et du facteur de remplissage ( F). La capacité de stocka ge des

photo-électrons collectés lors de la prise d’image diminue, entrainant une saturation plus rapide du pixel sous fort éclairement. Il apparait donc que la dynamique du capteur ( DR) diminue.

Enfin, la focalisation du signal lumineux incident sur la zo ne photosensible, et de façon générale le trajet du signal lumineux dans la partie BEOL, devient de plus en plus complexe sous l’effet de la miniaturisation. Avec la réduction du facteur de remplissage, ce sont deux paramètres qui entrainent une réduction de l’efficacité quantique (QE).

Après plusieurs nœuds technologiques au cours desquels la taille des pixels n’a cessé de diminuer jusqu’à atteindre 1,4 µm, les limitations sur la performance des capteurs composés de pixels de type FSI sont devenues de plus en plus difficile à adresser.

Pour répondre à cette problématique une nouvelle technologie à vue le jour en 2008. Il s’agit des capteurs de type BSI, acronyme de l’anglais « Back-Side-Illuminated », c'est-à-dire éclairés par la face arrière.

FIGURE 12: COMPARAISON D’UN PIXEL BSI ET FSI

L’architecture BSI, présentée Figure 12, apporte plusieurs avantages :

Tout d’abord elle permet de former une photodiode verticale (en volume et donc pl us profonde) permettant ainsi de redonner de la capacité de stockage aux pixels, c’est -à-dire augmenter la charge à saturation (QS a t) tout en continuant la réduction des dimensions du pixel dans le plan.

Ceci permet d’augmenter la dynamique du capteur ( DR).

Ce changement technologique présente des avantages mais implique de nouveaux challenges, tant au niveau de la réalisation de la photodiode que de la réalisation de la face arrière. Parmi eux, l’apparition d’une nouvelle interface Si / SiO2 sur la face arrière des pixels dont il faut

être capable de minimiser la contribution au bruit du pixel, et la nécessité de me ttre en place une couche antireflet afin de maximiser le nombre de photon s absorbés dans le silicium afin d’augmenter le QE.

Dans la technologie FSI la gestion de la contribution au bruit de l’interface supérieure éclairée se fait à l’aide de procédés FEOL standards de la technologie CMOS. La température des procédés utilisés n’est donc pas limitée. Une forte implantation (3 x 101 8 _at.cm-3_{) de type p}

en surface suivie d’un recuit d’activation à haute température permet de passiver l’interface. Ensuite, un empilement d’oxyde de silicium et de nitrure de silicium formés à des températures supérieures à 600°C permet de former la couche antireflet. Un recuit final à basse température (400°C) permet d’améliorer la qualité de l’interface grâce à la diffusion d’hyd rogène provenant des matériaux BEOL [Benoit 2007].

Au contraire, dans le cas de la technologie BSI où l’interface éclairée se situe en face arrière, cette gestion doit se faire à partir de procédés BEOL, car dans l’intégration cette étape intervient après la réalisation du routage cuivre de la partie CMOS présente en face avant, ce qui limite la température des procédés utilisés à 400°C.

Pour conclure, le but est donc de développer une couche antireflet ayant des propriétés de passivation permettant de réd uire au maximum le courant d’obscurité généré au niveau de la face arrière et de maximiser le nombre de photons absorbés par le pixel tout en utilisant des procédés opérant à moins de 400°C.

Nous allons donc maintenant décrire le courant d’obscurité afin d e comprendre comment le réduire.

3. Courant d’obscurité dans les pixels

Le courant d’obscurité Io b sc est un signal parasite correspondant à la création de paires

électrons-trous dans le silicium non induites par l’absorption d’un photon. Le courant d’obscurité est un paramètre clé dans la mesure où il contribue aux bruits du pixel (bruit temporel et bruit spatial fixe (FPN)) et limite la dynamique du capteur sous faible éclairement. Le courant d’obscurité est une fonction linéaire du temps d’intégration (ti n t), exprimé par :

𝐼_{𝑜𝑏𝑠𝑐} = 𝑄𝑜𝑏𝑠𝑐

𝑡_𝑖𝑛𝑡 [Eq.7]

Il est mesuré en réalisant deux images en l’absence de lumière, avec deux temps d’intégration différents (par exemple 150 et 400 ms). Les deux images moyennes sont alors soustraites, et la différence de signal (en V) correspond au signal créé dans l’intervalle (ici 250 ms). La connaissance du facteur de conversion permet ensuite de remonter au courant d’obscurité exprimé en électrons/seconde ou bien en aA.

Le courant d’obscurité a des origines diverses correspondant aux différents mécanismes de création de paires électrons-trous au niveau d’une zone de charge d’espace créée par une jonction p-n : courant de diffusion, effet tunnel, ionisation par impact et génération thermique de porteurs.

Dans notre cas, le courant d’obscurité engendré par l’effet tunnel, la diffusion ou l’ionisation par impact est contrôlé par l’optimisation des dopages permettant d’éviter des jonctions trop abruptes et des champs électriques trop forts. Concernant le co urant d’obscurité induit par la génération thermique de porteurs, deux contributions existent :

- Le courant de génération créé au niveau des zones de déplétion de la jonction - Le courant de génération créé au niveau des interfaces entourant la photodiode

Le courant de génération, créé au niveau des zones de déplétion de la jonction est décrit par l’expression suivante [Ahmed 2015] :

𝐽

Où G est le taux de génération des paire électrons -trous, τg [s] est le temps caractéristique de

génération des électrons, Et [eV] le niveau d’énergie des pièges, et w [m] est la largeur de la

zone de charge d’espace donnée par :

𝑤 = √2𝜀𝑆𝑖𝜀0. (𝑉𝑏𝑖− 𝑉)

𝑞 . (

𝑁_𝐴+ 𝑁_𝐷

𝑁_𝐴. 𝑁_𝐷 ) [Eq.9]

𝜀S i est la constante diélectrique du silicium, Vb i [V] est le potentiel interne de diffusion, NA [cm

-3_{] et N}

D [cm-3] sont les concentrations de dopants de la zone p et n respectivement (avec NA >>

Les défauts dans le volume de la photodiode peuvent être créés au cours des étapes d’implantation ou de recuit, ou encore provenir de la contamination métallique. Ces derniers étant minimisés grâce à l’optimisation des procédés, la génération thermique dans la zone de déplétion n’apparait pas comme une contribution majeure au courant d’obscurité particulièrement dans le cas de petits pixels, ayant une zone de déplétion de la photodiode restreinte.

A l’inverse, la présence de niveaux d’énergie dans la bande interdite du silicium induits par la présence de défauts au niveau des interfaces Si / SiO2, favorise considérablement la

génération de paires électrons -trous. Le courant de génération, créé au niveau des interfaces bordant la jonction est décrit par l’expression suivante [Ahmed 2015] :

𝐽

𝑔𝑒𝑛,𝑠= ∫_𝐸𝑉𝐸𝐶𝑞𝐺(𝐸_𝑖𝑡)𝑑(𝐸_𝑖𝑡)=𝑞 𝑛_𝜏𝑖2

𝑠

[Eq.10]

Où G est le taux de génération des paire électrons -trous, τs [s] est le temps caractéristique de

génération des électrons à l’interface, Ei t [eV] le niveau d’énergie des pi èges d’interface.

Pour conclure, le courant d’obscurité généré au niveau d’une interface Si / SiO2 est

directement lié au taux de génération de surface dérivé de la théorie de Shocley-Read-Hall (SRH), noté Gs. Nous allons donc maintenant nous intéresser a u taux de génération à l’interface

Si / SiO2, et aux moyens de le réduire afin de limiter le courant d’obscurité généré au niveau

4. Passivation de l’interface Si / SiO

Le taux de génération [Shocley 1952] [Hall 1952] de surface s’exprime en fonction de la densité de défaut d’interface Ni t exprimé en cm-2, de la section de capture des électrons et des

trous, noté σp / n, et de la densité surfacique d’électrons et de trous, notés res pectivement ns et

ps :

𝐺𝑠 = 𝑁𝑖𝑡𝜎𝑝𝜎𝑛𝑣𝑡ℎ

(𝑛_𝑖2_{− 𝑝} 𝑠𝑛𝑠)

𝜎𝑛 (𝑛𝑠+ 𝑛1) + 𝜎𝑝 (𝑝𝑠+ 𝑝1) [Eq.11]

Avec 𝑛₁ [𝑐𝑚−3] = 𝑛_𝑖𝑒(𝐸𝑡−𝐸𝑖𝑘𝑇 ) _et 𝑝₁[𝑐𝑚−3] = 𝑛_𝑖𝑒(𝐸𝑖−𝐸𝑡𝑘𝑇 )_{, vt h [cm.s}-1_{] la vitesse thermique des}

électrons, σn / p [cm-2] la section de capture des électrons/trous et ni [cm-3] la concentration

intrinsèque de porteur.

La dépendance en énergie des paramètres σn / p, n1 , 2 et Ni t est négligée en supposant un défaut

unique ayant un niveau d’énergie situé au milieu du gap du silicium. En réalité les niveaux d’énergies associés aux défauts présents à l’interface sont distribués dans tout le gap. Sans cette simplification Gs devrait s’exprimer dans la théorie S RH avec une intégrale sur tout le gap en

remplaçant Ni t par Di t exprimé en eV-1.cm-2. Malgré tout, les défauts ayant des niveaux

d’énergies proches du milieu du gap semblent être les principaux centres de génération. La force motrice de la génération est l e terme (ni2-nsps), qui décrit la déviation du système à partir

de l’équilibre.

Le terme passivation se définit comme la réduction du taux de génération électronique de surface. L’équation ci-dessus montre que Gs peut être minimisé de deux manières. La Figure

13 représente les deux mécanismes de passivation : la passivation chimique et la passivation

FIGURE 13: MECANISMES DE PASSIVATION CHIMIQUE (A) ET PAR EFFET DE CHAMPS (B)

Tout d’abord, le taux de génération peut être diminué directement à partir de la réduction de la densité de défauts à l’interface, Ni t, on parle dans ce cas de passivation chimique.

Ensuite un autre moyen de réduire le taux de génération consiste à vider ou saturer en électrons les niveaux électroniques des pièges par des trous ou des électrons. Ceci est obtenu par la présence d’un champ électrique à l’interface Si / SiO2, permettant d’augmenter le nombre de