Architecture et conception d’un amplificateur de puissance large-bande pour des applications 4G/5G

HAL Id: tel-03222152

https://tel.archives-ouvertes.fr/tel-03222152

Submitted on 10 May 2021

HAL is a multi-disciplinary open access archive for the deposit and dissemination of sci-entific research documents, whether they are pub-lished or not. The documents may come from teaching and research institutions in France or abroad, or from public or private research centers.

L’archive ouverte pluridisciplinaire HAL, est destinée au dépôt et à la diffusion de documents scientifiques de niveau recherche, publiés ou non, émanant des établissements d’enseignement et de recherche français ou étrangers, des laboratoires publics ou privés.

puissance large-bande pour des applications 4G/5G

Mohammed Saad Boutayeb

To cite this version:

Mohammed Saad Boutayeb. Architecture et conception d’un amplificateur de puissance large-bande pour des applications 4G/5G. Optique / photonique. Université Grenoble Alpes [2020-..], 2020. Français. �NNT : 2020GRALT055�. �tel-03222152�

Pour obtenir le grade de

DOCTEUR DE L’UNIVERSITE GRENOBLE ALPES

Spécialité : Optique et Radiofréquence

Arrêté ministériel : 25 mai 2016

Présentée par

Mohammed Saad BOUTAYEB

Thèse dirigée par Jean-Daniel ARNOULD co-encadrée par Estelle LAUGA-LARROZE

encadrée par Ayssar SERHAN et Alexandre GIRY

préparée au sein du CEA-LETI en collaboration avec le RFIC-Lab. dans l'École Doctorale Electronique, Electrotechnique, Automatique et Traitement du Signal (EEATS)

Architecture et conception d’un

amplificateur de puissance

large-bande pour des applications 4G/5G

devant le jury composé de :

M. Sylvain BOURDEL

Professeur, Univ. Grenoble Alpes, Grenoble INP, RFIC-Lab (Président)

M. Denis BARATAUD

Professeur, Université de Limoges, XLIM, (Examinateur)

M. Alain PEDEN

Professeur, IMT-Atlantique, (Examinateur)

M. Thierry PARRA

Professeur, Université de Toulouse, LAAS, (Rapporteur)

M. Antoine FRAPPE

Maître de conférences HDR, ISEN Lille, Yncréa Hauts-de-France, (Rapporteur)

M. Jean-Daniel ARNOULD

Maître de conférences HDR, Univ. Grenoble Alpes, Grenoble INP, RFIC-Lab (Directeur de thèse)

Mme, Estelle LAUGA-LARROZE

Maître de conférences, Univ. Grenoble Alpes, Grenoble INP, RFIC-Lab (Co-encadrante de thèse)

M. Ayssar SERHAN

Docteur, CEA-LETI Grenoble (Encadrant)

M. Alexandre GIRY

3

Table des matières ... 3

Remerciements ... 7

Introduction ... 9

Chapitre 1 ... 11

I Standards de télécommunication mobile ... 13

I.1 Evolution des standards de télécommunication mobile ... 13

I.2 Caractéristiques des systèmes 5G ... 17

a) Bandes allouées pour la 5G ... 17

b) Caractéristiques de l’onde ... 18

c) Largeur de bande des canaux ... 22

II Module Front-End (FEM) ... 23

II.1 Description et analyse de FEM mobile ... 23

a) Description générale ... 23

b) Architectures FEM: FDD vs. TDD ... 26

II.2 Evolution de l’architecture des FEM avec les différents standards ... 30

III Motivations et objectifs de la thèse ... 34

Conclusion ... 37

Chapitre 2 ... 39

I Généralités ... 41

I.1 Grandeurs caractéristiques ... 41

I.2 Performances en classes sinusoïdales ... 48

a) Caractéristiques du transistor et classes de fonctionnement ... 48

b) L’angle de conduction ... 49

c) Performances des classes sinusoïdales ... 51

I.3 Optimisation des impédances et des formes d’onde ... 55

a) Impédances optimales : courbes de niveau sur l’abaque de Smith ... 55

b) Impédances optimales : méthode load-pull / source-pull ... 59

c) Impédances optimales aux harmoniques - waveform engineering : ... 61

II Techniques d’amélioration de l’efficacité ... 66

II.1 Dégradation de l’efficacité au Back-Off ... 66

II.2 Principes d’amélioration de l’efficacité au BO ... 68

4

Conclusion ... 79

Chapitre 3 ... 81

I Explications qualitatives du fonctionnement ... 83

I.1 La plage des faibles puissances ... 84

I.2 La plage des fortes puissances ... 84

II Illustration théorique du comportement du Doherty ... 86

II.1 Courants débités par le Main et l’Aux en fonction de leur tension d’entrée normalisée 𝜶 ... 87

II.2 Le calcul de l’impédance caractéristique 𝒁𝑻 de l’inverseur ... 88

a) Les tensions 𝑽𝑴𝒂𝒊𝒏 et 𝑽𝑨𝒖𝒙 en fonction de 𝑰𝑴𝒂𝒊𝒏 et 𝑰𝑨𝒖𝒙 ... 88

b) L’expression de 𝒁𝑻 en fonction de 𝒁𝑳 et 𝜶𝒃 ... 89

II.3 Tensions de sortie du Main et de l’Aux en fonction de leur tension d’entrée normalisée 𝜶 ... 91

II.4 Les impédances vues par le Main et l’Aux en fonction de leur tension d’entrée normalisée 𝜶 ... 92

II.5 Puissance de sortie du Doherty en fonction de sa tension d’entrée normalisée 𝜶 . 94 II.6 L’efficacité du Doherty en fonction de sa tension d’entrée normalisée ... 96

III Etude fréquentielle théorique du Doherty et impact des capacités parasites ... 98

III.1 Etude fréquentielle avec un modèle idéal du transistor ... 99

III.2 Impact des capacités parasites sur les performances du Doherty ... 102

Conclusion ... 106

Chapitre 4 ... 107

I Spécifications techniques du PA Doherty conçu ... 110

II Choix de la technologie d’intégration ... 111

II.1 Les composants passifs en technologie RF-SOI ... 111

II.2 Choix de la technologie d’assemblage et du substrat du module ... 116

III Réalisation d’un étage de puissance Doherty ... 120

III.1 La cellule de puissance ... 120

III.2 Le bloc de sortie ... 126

III.3 Mesures du circuit ... 132

IV Conception d’un module d’amplification de puissance à deux étages ... 137

IV.1 Description générale ... 137

IV.2 L’étage driver ... 138

IV.3 Réseau inter-étage ... 142

IV.4 Réseau d’adaptation en entrée ... 144

IV.5 Performances du circuit ... 145

5

Conclusions et perspectives ... 151

Références ... 153

Résumé ... 155

Abstract ... 156

Liste des figures ... 157

Liste des tableaux ... 163

7

Les travaux de cette thèse ont été menés au sein du Laboratoire Architectures Intégrées Radiofréquences (LAIR) du CEA-LETI en collaboration avec le RFIC-Lab (Radiofrequency Integrated Circuits Laboratory) de Grenoble. Je tiens ainsi à remercier tout naturellement M. Éric Mercier, directeur du LAIR, de m’avoir accueilli au sein de son laboratoire et M. Mickaël Pélissier, à la suite de sa nouvelle prise de fonctions à la tête du laboratoire, d’avoir continué à mettre à la disposition des doctorants les moyens nécessaires au bon déroulement de leurs travaux.

Je souhaite aussi remercier mon directeur de thèse et ma co-encadrante de thèse, chercheurs au RFIC-Lab, M. Jean-Daniel Arnould et Mme Estelle Lauga-Larroze pour la qualité de leurs encadrements, leurs qualités humaines, leur disponibilité, leur patience ainsi que leur soutien. J’adresse aussi mes remerciements à M. Alexandre Giry, encadrant de ma thèse, Docteur-ingénieur au CEA-LETI, de m’avoir permis de travailler sur un sujet aussi intéressant. Je le remercie aussi pour son suivi, ses conseils, son écoute et sa compréhension. Son exigence m’a mis à l’épreuve mais m’a surtout permis d’avancer et de m’améliorer et je l’en remercie. Mes sincères remerciements et ma grande reconnaissance vont à M. Ayssar Serhan, encadrant de ma thèse, Docteur-ingénieur au CEA-LETI, qui m’a soutenu tout au long de la thèse avec grande implication et bienveillance. Toujours présent et n’hésitant pas à donner de son temps pour échanger, conseiller, recadrer les travaux ou expliquer des notions techniques et ce du début de la thèse jusqu’à l’aboutissement final de ce manuscrit. Merci Ayssar ! Je tiens aussi à remercier les autres membres de l’équipe PA du LAIR : M. Pascal Reynier pour son aide sur la conception du module et l’assemblage et Damien Parrat pour son aide sur la partie layout. Je remercie aussi Joe Bachi, doctorant au sein de l’équipe PA, pour nos échanges, son amitié et ses travaux de stage qui ont permis de formaliser le comportement théorique du Doherty. Je tiens aussi à citer Rana Berro pour ses travaux effectués lors de son stage sous l’encadrement d’Ayssar et qui ont initié mes travaux sur le Doherty.

Mes remerciements vont aussi à M. Thierry Parra et M. Antoine Frappé pour l’intérêt qu’ils ont porté à ma thèse en acceptant de rapporter mes travaux. Je remercie également M. Alain Peden et à M. Denis Barataud d’avoir accepté d’être examinateurs de mes travaux de thèse.

Un grand merci à l’ensemble des doctorants du LAIR pour votre amitié. Abdessamad, Mathilde, Joe, Ghita, Naci, Etienne… avec qui j’ai pu passer de très bons moments : nos sorties, nos discussions à refaire le monde au coin d’un salon, nos pauses café, nos rires et nos petites engueulades.

8

Maryam et Dominique, amis et anciens camarades de Phelma, merci à vous deux d’avoir toujours été là en toutes circonstances, de m’avoir soutenu par votre présence, vos conseils et votre confiance. Nos voyages, nos sorties et nos folies ont toujours été pour moi un espace de détente et de ressourcement. Un grand merci à vous deux.

Je ne pourrais clore cette page de remerciements sans évoquer mes parents sans lesquels toute cette aventure n’aurait jamais eu lieu. Mes parents qui m’ont toujours soutenu et poussé vers le meilleur, mes parents qui ont cru en moi et qui m’ont donné la chance d’aller étudier en France, loin d’eux, à 18 ans, malgré la difficulté du choix. J’espère être à la hauteur de vos espérances.

9

e marché des télécommunications a connu une forte croissance au début des années 2000 avec la démocratisation de l’utilisation des téléphones portables. La tendance s’est accentuée durant la dernière décennie avec l’apparition du

smartphone et la multiplication des applications proposées. Pour accompagner

cette expansion, les terminaux mobiles doivent sans cesse proposer plus de fonctionnalités avec un encombrement et une autonomie de batterie maîtrisés. L’amélioration des services offerts par la téléphonie mobile en qualité et en diversité passe par l’augmentation du débit ainsi que l’allocation de nouvelles bandes de fréquence à travers des nouveaux standards de télécommunication. Ceci a un impact direct sur les architectures des émetteurs-récepteurs des terminaux mobiles, qui doivent intégrer plus de composants (filtres, amplificateurs de puissance…) afin de couvrir des bandes plus nombreuses et plus larges en plus de traiter des signaux plus complexes. Cette complexification des émetteurs-récepteurs a comme conséquences l’augmentation de l’encombrement et la dégradation de l’efficacité énergétique globale du système réduisant ainsi l’autonomie des batteries.

L’amplificateur de puissance constitue un bloc central dans la chaîne d’émission. Pour s’adapter aux nouveaux besoins du marché et notamment couvrir des bandes de fréquences multiples et plus larges, les amplificateurs de puissance sont l’objet de nombreuses recherches et développements d’architectures avancées. En effet, l’utilisation de tels amplificateurs large-bande et/ou reconfigurables permet d’envisager de couvrir un spectre fréquentiel équivalent avec moins de composants, optimisant ainsi la surface du système et éventuellement sa consommation. En effet, l’efficacité énergétique de l’amplificateur de puissance impacte directement la consommation globale de l’émetteur-récepteur. Il est donc important de l’optimiser. Mais cette optimisation d’efficacité énergétique se fait souvent au détriment de la linéarité, impliquant ainsi souvent un compromis efficacité-linéarité. Les amplificateurs de puissance doivent répondre à des critères de linéarité contraignants dus aux signaux de plus en plus complexes imposés par les nouveaux standards de télécommunication dans le but de répondre à la demande croissante en débit. Le développement et l’investigation d’architectures avancées d’amplificateurs de puissance alliant largeur de bande, efficacité et linéarité apparaît donc nécessaire pour accompagner l’amélioration des services de télécommunication. Les travaux de cette thèse s’inscrivent dans cette optique et sont présentés en quatre chapitres.

Le premier chapitre porte sur le contexte et les motivations de la thèse. Il présente l’évolution historique des standards de télécommunication mobile jusqu’aux dernières générations 4G et 5G en soulignant la complexification grandissante des

10

récepteurs qui accompagne cette évolution et son impact sur les contraintes auxquels doivent répondre les amplificateurs de puissance.

Les motivations et objectifs des travaux de la thèse étant énoncés, le deuxième chapitre introduit, quant à lui, les outils essentiels à la conception des amplificateurs de puissance, établit les limitations des architectures conventionnelles, présente l’état de l’art d’architectures avancées d’amplificateurs de puissance et propose une architecture de type Doherty comme sujet d’étude pour la suite des travaux.

L’étude théorique de l’architecture Doherty, rapportée dans le chapitre 3, permet de modéliser son fonctionnement, d’identifier l’impact des paramètres de dimensionnement et des capacités parasites du transistor sur les performances de l’architecture avant d’explorer les perspectives que celle-ci présente en termes de largeur de bande.

Le quatrième chapitre porte sur les choix technologiques d’implémentation et d’assemblage et présente les étapes de conception de l’amplificateur de puissance Doherty. La fin du chapitre expose les résultats de mesures du circuit et les compare avec l’état de l’art. Puis ce manuscrit se termine par une conclusion et quelques perspectives.

11

Contexte et motivations

I. Standards de télécommunication mobile ... 13

. I.1 Evolution des standards de télécommunication mobile ... 13

. I.2 Caractéristiques des systèmes 5G ... 17

. a) Bandes allouées pour la 5G ... 17

. b) Caractéristiques de l’onde ... 18

. c) Largeur de bande des canaux ... 22

II. Module Front-End (FEM) ... 23

. II.1 Description et analyse de FEM mobile ... 23

. a) Description générale ... 23

. b) Architectures FEM: FDD vs. TDD ... 26

. II.2 Evolution de l’architecture des FEM avec les différents standards ... 30

III. Evolution des PA, objectif et motivations de la thèse ... 34

13

e premier chapitre présentant le contexte général et les objectifs de la thèse, se décline en trois parties. Une première qui présente l’évolution historique qu’ont connue les standards de télécommunications pour répondre à la demande croissante en débit de plus en plus croissante aboutissant aux dernières générations 4G et 5G. Un intérêt particulier sera porté à la présentation du système de télécommunications 5G. La deuxième partie porte sur l’évolution de la complexité des équipements utilisateurs, et particulièrement les front-ends RF, suivant les différents standards mobiles. La complexification des front-ends RF n’est pas sans impact sur les amplificateurs de puissance (PA). La troisième partie, traite des défis que doivent relever les concepteurs de PA pour répondre aux exigences des nouveaux standards, avant de conclure sur les motivations et objectifs de la thèse.

Les premiers développements des télécommunications cellulaires ont commencé pendant les années 90 avec le déploiement de la première génération (1G) de standard mobile. La 1G cèdera rapidement sa place à la deuxième génération (2G) suite à la saturation du réseau par le nombre croissant des utilisateurs. Le GSM (Global System for

Mobile Communications), normalisé par l’ETSI (European Telecommunication Standardization Institute) fut le standard le plus répandu de la 2G, tirant son avantage

d’une séparation des flux montants (uplink) et descendants (downlink) et de l’utilisation de la TDMA (Time Division Multiple Access) ce qui a permis d’utiliser un canal pour 8 utilisateurs simultanés. Au début des années 2000, le EDGE (Enhanced Data-rate for GSM

Evolution), une nouvelle version du GSM utilisant des modulations de meilleure efficacité

spectrale, a été déployée.

Avec l’expansion du marché de la téléphonie mobile dans les années 2000 et le développement des médias en flux continu sur internet, la demande en débit augmente. L’UMTS (Universal Mobile Telecommunications System), un système de téléphonie mobile de 3ème _{génération (3G) a permis d’augmenter le débit maximal d’exploitation de 384}

kbit/s pour l’EDGE à 1,92 Mbit/s. L'UMTS repose sur la technique d'accès multiple W-CDMA (Wideband Code Division Multiple Access), une technique de multiplexage par code à large bande, alors que l'accès multiple pour le GSM se fait uniquement par multiplexage temporel (TDMA) et multiplexage fréquentiel (FDMA). Une autre nouveauté avec la 3G est l’allocation de nouvelles bandes, autour de 2GHz. Le HSDPA (High Speed Downlink Packet

Access) est une amélioration radio du flux descendant (downlink) de l’UMTS qui permet

14

d’offrir un haut débit en téléchargement. Le HSPA+ une version améliorée du HSPDA, permet d’atteindre des débits plus importants aussi bien en downlink (84 Mbit/s) qu’en

uplink (11,5 Mbit/s soit presque 10x la 3G classique). Ces niveaux de débits sont atteints

par l’introduction de nouvelles techniques, notamment une possibilité de modulation 64 QAM (au lieu de 16 QAM) et un multiplexage MIMO (Multiple Input Multiple Output). Aux Etats-Unis, où la technique CDMA2000 moins performante en débit que le W-CDMA (et ses évolutions) a été privilégiée, une majorité des opérateurs mobiles a opté pour le passage direct au LTE (Long-Term Evolution) ouvrant la voie à la 4G.

Figure 1. 1 – Evolution du débit selon les évolutions des systèmes de télécommunication

Les années 2010 sont marquées par la démocratisation et l’ancrage du smartphone à écran tactile dans la vie quotidienne des utilisateurs. Le monde des télécommunications connait alors l’arrivée de nouvelles applications VoIP (Voice over IP) offrant la possibilité d’appels, d’appels vidéo et de live streaming (diffusion de vidéos en direct) via internet. C’est ainsi que la 4G doit répondre à la demande créée par ces applications gourmandes en débit. Les principales normes de la 4G sont le WiMAX (Worldwide Interoperability for

Microwave Access) développé au Japon et le LTE par le 3GPP (3rd Generation Partnership Project). Elles utilisent toutes les deux un codage OFDMA (Orthogonal Frequency Division

Multiple Access). Contrairement au WiMAX, les réseaux mobiles LTE sont compatibles avec les réseaux cellulaires 2G et 3G (normalisés aussi par le 3GPP) et qui détiennent une grande part du marché. Le LTE permet aux constructeurs de terminaux mobiles plus de facilité dans le développement de produits compatibles GSM/UMTS/LTE que dans le cas WiMAX avec des produits mixtes 2G/3G/WiMAX. Ceci donne un avantage indéniable au LTE lui permettant de dominer le marché des réseaux mobile 4G. Toutefois, le LTE n’atteignant pas les débits définis par l’IMT-Advanced (International Mobile

Telecommunication Advanced), seul le LTE-A (LTE-Advanced) a été considéré comme un

standard de 4G dans un premier temps avant d’accorder au LTE la possibilité d’être commercialisé sous l’appellation « 4G ». L’IMT-Advanced, définissant l’ensemble des

15

spécifications techniques des systèmes de télécommunications commercialisés sous l’appellation 4G, a été normalisé par l’Union Internationales des Télécommunication (UIT) à Genève. Parmi ces spécifications techniques : des débits nominaux de 100 Mbit/s pour un utilisateur en mouvement et 1 Gbit/s pour un utilisateur au repos ainsi qu’une largeur de canal modulable entre 5 et 20 MHz selon le besoin. Le LTE-A connait l’allocation de nouvelles bandes autour de 700 MHz et entre 3 et 4 GHz.

L’arrivée de la 5G devrait constituer une véritable révolution ouvrant la voie à des applications novatrices pour la société, les villes intelligentes, la voiture autonome, télécommunication mobile à très haut débit et à faible latence, les objets connectés, un réseau de très haute performance pour des applications critiques (santé, aviation, sécurité, industrie…). En comparaison avec la 4G, la 5G aura de meilleurs débits, une densité de réseau plus élevée, un spectre plus étendu et une latence plus faible (cf. Figure 1. 2).

Figure 1. 2 – Evolution des performances entre IMT-Advanced (LTE-A) et IMT-2020 (5G NR) [1]

La 5G a trois axes de développement essentiels :

- Enhanced Mobile Broadband (eMBB) : ce cas d’usage peut être considéré

comme une extension directe du service 4G avec une meilleure couverture et un meilleur débit pour les terminaux mobiles que ce soit en zone urbaine dense, en zone rurale, à l’intérieur des bâtiments ou à l’extérieur et même en transport

16

interurbain à grande vitesse. Le Tableau 1. 1 résume les spécifications de débit normalisé attendues pour chacun de ces cas.

Environnement Classe de mobilité Débit normalisé à la _{vitesse maximale} Environnement

intérieur Stationnaire, piéton (0 -10 km/h) 1,5 bit/s/Hz Zone urbaine

dense Stationnaire, piéton, véhicule (< 30 km/h) 1,12 bit/s/Hz Zone rurale

Stationnaire, piéton, véhicule

(< 120 km/h) 0,8 bit/s/Hz

Stationnaire, piéton, véhicule, véhicule

à grande vitesse (< 500 km/h) 0,45 bit/s/Hz

Tableau 1. 1 – Débit normalisé selon l’environnement et la classe de mobilité [2]

- Massive Machine Type Communication (mMTC) : Ce cas d’usage est destiné aux

télécommunications entre objets intelligents sans intervention humaine directe. Les applications toucheront aussi bien la domotique, les chaînes de production industrielles, les villes intelligentes, la logistique, la gestion du trafic que les réseaux de distribution d’électricité. L’un des plus importants défis est de pouvoir répondre aux spécifications de l’UIT en termes de densité de connexion établie à 1 million d’objets par km2 _{[2]. Contrairement à l’eMBB, le mMTC ne demande pas de}

grands niveaux de débits (de 1 à 100 kbit/s) permettant l’utilisation de canaux à bandes plus étroites. En illustration, la 5G eMBB annonce des signaux de 100 MHz (à 400 MHz) de la largeur de bande alors que la norme IoT 4G Cat-NB1 n’utilise au maximum que des bandes de 200 kHz.

- Ultra-Reliable & Low Latency Communication (uRLLC) : Ce cas d’usage est

destiné à la connexion d’objets demandant une grande fiabilité du réseau, un débit important ainsi qu’un faible temps de latence. L’uRLLC devra répondre aux besoins d’applications comme la voiture autonome, les transports de masse, les soins et chirurgie à distance, le pilotage de drones. Toutes ces applications sont extrêmement critiques et requièrent un système de télécommunication garantissant sécurité (assurer la sécurité du système devant de potentiels actes de piratage ou de sabotage), fiabilité (performances stables et connectivité continue) et rapidité (faible latence, 1 ms [2]).

Le lancement de la 5G est prévue pour 2020, les premiers services et produits commercialisés s’appuieront sur les infrastructures 4G déjà existantes et ne couvriront que des applications eMBB, il s’agit de la 5G NSA (Non-Standalone). Les bandes utilisées seront essentiellement les bandes comprises 450MHz et 6GHz qui se recouvrent et étendent les bandes 4G LTE.

17

La 5G SA (Standalone) sera déployée dans un second temps avec l’installation d’une nouvelle génération d’infrastructures 5G. La migration de la 5G NSA à la 5G SA par les opérateurs devrait être totalement transparente pour l’utilisateur. Elle s’étendra aux cas d’usage uRLLC et mMTC et utilisera en addition les bandes millimétriques de 24 GHz à 52 GHz.

Ce paragraphe présentera les caractéristiques essentielles des systèmes de télécommunication 5G avec un intérêt particulier pour le volet eMBB en bandes sub-6 GHz et en uplink, le cadre dans lequel s’inscrivent les développements de la thèse.

Comme évoqué précédemment, la 5G sera déployée sur une grande partie du spectre radio (bandes FR1 de 450 MHz à 6 GHz numérotées de 1 à 255) et millimétrique (bandes FR2 de 24,25 GHz à 52,6 GHz numérotées de 257 à 511). Ces bandes peuvent être séparées en quatre « catégories » de bandes selon leurs portées, la disponibilité du spectre et les applications auxquelles elles pourraient correspondre : low bands, middle bands, high bands et very high bands. La Figure 1. 3 montre les plages de fréquences de chacune des catégories, ces plages peuvent légèrement différer d’un industriel à l’autre (cf. Figure 1. 17). Chaque spectre de bandes aura ses propres caractéristiques permettant aux opérateurs de proposer des services 5G différents en couverture, débit, latence et fiabilité répondant aux différentes applications : eMBB, mMTC ou uRLLC. La disponibilité du spectre dépend des régions dans le monde, certaines de ces bandes sont encore utilisées par des services 2G, 3G ou 4G, le but étant de tout exploiter en 5G à son déploiement final.

Figure 1. 3 – Tendance de l’évolution de l’allocation du spectre – [3] (modifiée)

Very high bands (24 GHz – 52 GHz) High bands (3 GHz – 6 GHz) Middle bands (1 GHz – 2,7 GHz) Low bands (<1 GHz) 2017 2018 2019 2020 2021 2022 5G 4G 3G 2G

18

Low bands : Il s’agit des bandes inférieures à 1 GHz (cf. Figure 1. 3). Ce spectre est encore utilisé en partie par des services 2G, 3G, 4G et IoT. Ces bandes permettent une bonne couverture réseau aussi bien à l’extérieur, qu’à l’intérieur des bâtiments (ondes à longues portées et robustes). Idéales pour déployer une couverture complète du territoire aussi bien en milieux ruraux qu’urbains avec les services minimums eMBB. Ces bandes sont aussi adéquates pour les applications mMTC qui demandent une couverture dense et qui ne sont pas gourmandes en largeur de bande.

Middle bands : Il s’agit des bandes comprises entre 1 et 2,7 GHz encore utilisées par des services 2G, 3G et 4G (cf. Figure 1. 3). Des largeurs de bandes pouvant aller jusqu’à 100 MHz permettent de proposer des services à haut débit idéales pour des applications eMBB. Bandes adéquates pour la couverture en zones urbaines.

High bands : Il s’agit des bandes communément appelées « sub-6 GHz », comprises entre 3 et 6 GHz nouvellement allouées à des applications LTE-A et surtout 5G (cf. Figure 1. 3). Des largeurs de bandes allant jusqu’à MHz permettent de proposer des services à haut débit et à faible latence idéales pour des applications eMBB et éventuellement uRLLC. La portée à ces niveaux de fréquence est moins importante que pour les low bands mais la disponibilité du spectre permet de proposer des débits plus élevés. Bandes adéquates pour la couverture en zones urbaines denses.

Very high bands : Il s’agit des bandes en zone millimétriques entre 24,25 GHz et 52,6 GHz. Ces bandes permettront un service rapide, fiable et à très haut débit mais avec une portée réduite pour les stations de base. En effet, les ondes millimétriques ont une portée limitée et sont sensibles aux obstacles. Ainsi, la portée des antennes est à environ 1,5 km pour le moment et chute à 1 km pour des zones très urbanisées. Pour un service eMBB à très haut débit ou des applications uRLLC localisées, gourmands en débit et demandant une fiabilité élevée, les bandes millimétriques sont les plus adaptées.

Les bandes qui nous intéressent dans le cadre de cette thèse sont les bandes sub-6 GHz, ces bandes-là ont jusqu’à présent été très rarement utilisées. Plusieurs de ces bandes sont à la fois allouées en LTE-A et en 5G NR. Les opérateurs par le monde pourront opter pour des déploiements différents, selon la demande, en LTE-A ou en 5G NR. Dans le paragraphe III, toutes les bandes sub-6 GHz qui nous intéressent sont présentées.

Pour la phase de développement de la 5G NSA, les formes d’ondes retenues sont le CP-OFDM et le DFT-s-OFDM pour certains cas en uplink. IL s’agit des mêmes formes d’onde adoptées pour le LTE et ce pour des raisons de compatibilité ascendante et de rapidité de déploiement. En raison de l’efficacité et de la bonne maîtrise de cette technique, l’OFDM permet une complexité d’implémentation réduite en comparaison avec de nouvelles formes d’ondes potentiellement utilisées en 5G SA.

19

• Pour le CP-OFDM en uplink et downlink : QPSK, 16QAM, 64QAM et 256QAM. • Pour le DFT-s-OFDM en uplink : π/2-BPSK, QPSK, 16QAM, 64QAM et 256QAM. La modulation π/2-BPSK a été ajoutée pour des applications mMTC afin d’améliorer l’efficacité des amplificateurs de puissance (PA – Power Amplifier) en réduisant le PAPR (Peak to Average Power Ratio) dans des cas de faibles débits.

Le PAPR est un paramètre important dans la caractérisation des signaux modulés car il impacte directement les performances des circuits d’émission et de réception, et plus particulièrement l’efficacité énergétique des PA. Dans le cas des modulations complexes, les signaux sont aléatoires et le PAPR est une grandeur statistique. Une définition intuitive du PAPR se traduirait par le rapport entre la puissance moyenne du signal et la puissance crête avec une certaine probabilité d’apparition (souvent à 0.1% ou 0.01%) (cf. Figure 1. 4). Le PAPR est souvent donnée en dB et défini par l’expression suivante :

PAPR(dB) = 10 log₁₀([email protected]% (W)

P_moyenne(W) ) (1. 1)

Figure 1. 4 – Illustration de la première définition du PAPR

Pour définir le PAPR, il est utile d’introduire quelques grandeurs statistiques liées au signal. La fonction de probabilité de densité (PDF – Probability Density Function) d’un signal donne la distribution de l’amplitude du signal entre ses valeurs maximale et minimale. Les intervalles d’amplitude sont affichés sur l’axe des abscisses et la probabilité que l’amplitude du signal appartienne à cet intervalle est affichée sur l’axe des ordonnées. La Figure 1. 5 montre les PDF des signaux 3G, 3G+, LTE et 5G en fonction du recul de puissance (BO – Back-off) par rapport à la puissance maximale. Il est d’une part intéressant de remarquer que pour les signaux 3G et 3G+, le BO autour duquel se concentre les valeurs du signal est faible. D’autre part, le BO pour le signal 5G est plus important mais la répartition des amplitudes du signal est plus hétérogène et moins concentrée autour du BO que pour les autres signaux.

Puissance moyenne Puissance crête avec

20

Figure 1. 5 – PDF des signaux 3G, 3G+, LTE et 5G.

Le CDF (Cumulative Distribution Function) donne la probabilité pour que la différence entre la puissance P𝑥 (en dB) d’un échantillon quelconque du signal et sa puissance

moyenne P_𝑚𝑜𝑦 (en dB) soit supérieur à une valeur donnée (K en dB). Il peut être calculé par la formule (1. 2).

CDF(K) = Probabilité(P𝑥− P𝑚𝑜𝑦> K) = ∫ PDF(p) dp

K+P𝑚𝑜𝑦

Pmin

(1. 2)

Le CCDF (Complementary Cumulative Distribution Function) est la grandeur statistique qui permet de définir le PAPR. Son expression en fonction du CDF est donnée par l’équation (1. 3). Il représente la probabilité que le signal ait une amplitude supérieure au PAPR.

CCDF(PAPR) = 1 − CDF(PAPR) (1. 3)

La Figure 1. 6 trace les CCDF de signaux 3G, 4G et 5G (de différents codages et modulations) en fonction du PAPR. Comme évoqué précédemment il est souvent lu à un CCDF de 0,1% ou 0,01%. 3G+ 4G 5G 3G 3G : REL 99 3G+ : HSUPA LTE : DFTs-OFDM 5G : CP-OFDM

21

Figure 1. 6 – CCDF de signaux 3G/4G/5G [4]

Pour les applications 2G GSM, l’amplitude du signal était réduite et constante ce qui permettait de faire fonctionner les PA en compression, là où l’efficacité est la plus importante et de prolonger ainsi la teneur de la batterie. Avec l’arrivée de la 3G et par la suite la 4G, les modulations et codages devenant plus complexes, les PAPR des signaux augmentent progressivement. La Figure 1. 7 trace les PAPR de signaux 3G, 3G+, 4G et 5G pour des CCDF de 0,01%, 0,1% et 0,3%. Une tendance claire de l’augmentation du PAPR avec les générations des standards de télécommunication est observable. Pour un CCDF de 0,1%, et pour des signaux 3G et 3G+ (WCDMA et HSPA) le PAPR reste inférieur à 4dB. Tandis qu’en 4G (LTE et LTE-A) avec un codage SC-FDMA, le PAPR augmente avec l’ordre de modulation (5,5dB en QPSK contre 6,5dB en 64QAM) et surtout avec la bande du signal (5,5dB pour une bande de 20MHz contre 9dB à 60MHz). En 5G avec l’utilisation du codage CP-OFDM, le PAPR est autour de 9dB indépendamment de la bande du signal, ce qui permet d’augmenter le débit sans dégrader le PAPR. C’est ainsi que pour les standards de télécommunication de nouvelles générations, les PA ne peuvent plus fonctionner en compression ce qui met à mal leur efficacité et réduit la teneur des batteries.

0.01 0.1 1 10 100 -10 -5 0 5 10 C C D F (% ) PAPR (dB) 3G : WCDMA - Rel99 3G+ : HSPA UL (3G+) LTE : SC-FDMA QPSK 20MHz LTE : SC-FDMA 16QAM 20MHz LTE : SC-FDMA 64QAM 20MHz LTE-A: SC-FDMA QPSK 40MHz LTE-A: SC-FDMA QPSK 60MHz 5G NR : CP-OFDM (indep. MCS & BW)

5G 3xCC LTE-A LTE

22

Figure 1. 7 – L’évolution du PAPR (à différents CCDF) en fonction des signaux utilisés dans les standards de télécommunication

Les largeurs de canaux en LTE peuvent atteindre 20 MHz. L’un des moyens les plus simples utilisés par les opérateurs de téléphonie mobile pour améliorer le débit est l’utilisation de l’agrégation de porteuses (CA – Carrier Aggregation). Le CA consiste à utiliser plusieurs canaux simultanément. Chaque canal de 20 MHz comporte 100 RB (Resource Block). Les canaux utilisés peuvent aussi bien appartenir à la même bande qu’à des bandes différentes. Les nouveaux équipements 5G doivent ainsi supporter des signaux dont la bande peut atteindre 100 MHz en bandes sub-6 GHz et jusqu’à 400 MHz en bandes millimétriques. Dans les standards 3GPP, le CA permet actuellement l’agrégation de 2 porteuses en uplink et de 3 en downlink et il est prévu d’augmenter ce nombre à 3 en uplink et 5 en downlink (cf. Figure 1. 8). L’utilisation croissante du CA en downlink a comme impact l’introduction de nouveaux modules en réception appelés diversity paths (cf. § II.1b)) afin d’améliorer la sensibilité globale de la chaîne de réception.

Figure 1. 8 – Largeur de bande des signaux uplink en LTE, LTE-A et 5G FR1

0 2 4 6 8 10 12

REL99 HSPA LTE QPSK LTE 16QAM LTE 64QAM LTE-A 2CC LTE-A 3CC 5G CPOFDM P A PR (d B ) [email protected]% [email protected]% [email protected]% LTE LTE-A 5G FR1 Carrier aggregation 20MHz 60MHz 100MHz

23

Dans les terminaux mobiles, un émetteur-récepteur est le système permettant à la fois d’émettre ou de recevoir un signal et de coder ou décoder l’information contenu dans ce signal. La Figure 1. 9 montre le schéma bloc simplifié d’un émetteur-récepteur.

Figure 1. 9 – Le Schéma bloc d’un émetteur-récepteur

Le Front-End Module (FEM) est le bloc RF effectuant toutes les opérations entre la partie « bande de base » (qui génère le signal modulé ou le décode) et le module d’antenne. Il est composé de plusieurs chaînes d’émission-réception RF, chacune dédiée à une bande de fréquences/standard.

Une chaîne d’émission-réception RF se compose des blocs suivants :

- Switch : Les interrupteurs sont les éléments les plus présents dans les FEM, ainsi

leur qualité impacte directement les performances globales. On les retrouve dans différents blocs.

o ASM (Antenna Switches Module) : le module de switches d’antenne

permet un multiplexage entre les filtres et l’antenne (ou les antennes) selon le canal de transmission du signal. Les switches doivent aussi permettre une bonne isolation lorsqu’ils sont en état off (ouvert).

o Switches de sélection de bande : permettent un multiplexage entre le PA

et les filtres d’émission (Tx) et entre les filtres de réception (Rx) et le LNA. Les switches sont réalisés à l’aide de transistors et leur performance est liée à la résistance série 𝑅_𝑂𝑁 qu’ils présentent en état fermé (ON) et à la capacité parallèle 𝐶_𝑂𝐹𝐹 qu’ils présentent en état ouvert (OFF). Un bon switch est de 𝑅_𝑂𝑁 faible pour

24

minimiser les pertes et de 𝐶_𝑂𝐹𝐹 élevé pour assurer une bonne isolation. La figure de mérite (FOM – Figure Of Merit) utilisée pour caractériser les switches est le produit 𝑅_𝑂𝑁. 𝐶_𝑂𝐹𝐹 qui est indépendant de sa taille. Elle dépend donc uniquement de la technologie utilisée. Grâce à ses bonnes performances, une réduction de plus de 30% du coût et de 50% en surface [4], le RF-SOI représente aujourd’hui plus de 90% du marché des switches et des tuners d’antennes. La Figure 1. 10 montre l’évolution de la FOM du RF-SOI.

Figure 1. 10 – Evolution du FOM RF-SOI [5]

- Filtres : Dans le cas des FEM, les filtres sont souvent passe-bande et leur rôle est

de supprimer les composantes fréquentielles du signal en dehors d’une bande ou d’une sous-bande. Les grandeurs clés dans la conception des filtres sont sa réjection hors-bande, sa fréquence de coupure, l’atténuation du signal à l’intérieur de la bande ou le retard de groupe… [4]. Un filtre doit assurer une bonne réjection des fréquences hors-bande avec un minimum d’atténuation à l’intérieur de la bande, cette contrainte est d’autant plus stricte quand les bandes sont adjacentes. La Figure 1. 11, montre la réponse fréquentielle d’un filtre duplexeur pour la bande 3 du LTE, il est composé de deux filtres pour séparer les flux montants et descendants ; un filtre Tx (uplink, 1710-1785MHz) et un Rx (downlink, 1805-1880MHz). Une faible atténuation (de 0,9 à 2,8 dB) est tenue à l’intérieur des bandes avec une réjection de plus de 50 dB à 20MHz des bandes.

25

Figure 1. 11 – Réponse fréquentielle d’un filtre duplexeur pour la bande 3 du LTE [6]

Les filtres sont réalisés dans plusieurs technologies, le tableau résume les principales technologies utilisées.

SAW

Surface Acoustic Wave

TC-SAW

Temperature Controlled SAW

BAW

Bulk Acoustic Wave

FBAR

Film Bulk Acoustic Resonator Utilise l’effet piézoélectrique, onde mécanique de surface, bonnes performances en dessous de 2 GHz, large volume de production et faible coût Technologie SAW, résistance à la chaleur, adéquat pour des filtres Tx en classe de puissance 2 ou 3, coût plus élevé que les SAW

Utilise l’effet piézoélectrique, onde mécanique en volume, faible atténuation, bonnes performances au-delà de 2 GHz, technologie plus coûteuse Technologie SAW, très faibles pertes, couteux et de fabrication complexe.

Tableau 1. 2 – Principales technologies utilisées pour l’implémentation des filtres

- LNA (Low Noise Amplifier) : Bloc de la chaîne de réception, il permet d’amplifier

le signal à la réception en respectant la sensibilité minimale établie par le standard de télécommunication. Les grandeurs caractéristiques essentielles d’un LNA sont sa sensibilité, son facteur de bruit et son gain. Comme le PA, sa bande doit permettre de couvrir tous les canaux de la chaîne d’émission. La technologie la plus utilisée pour les LNA est le SiGe, avec un intérêt croissant pour le RF-SOI pour les modules LNA-switches.

26

- Amplificateur de puissance (PA) : Bloc de la chaîne d’émission, il permet

d’amplifier le signal pour émettre à la puissance établie par le standard de télécommunication. Sa bande doit permettre de couvrir tous les canaux de la chaîne d’émission. Les grandeurs caractéristiques essentielles dans la conception des PA sont la puissance de sortie, l’efficacité énergétique, le gain ainsi que la linéarité (cf. § Chapitre 2I.1). Les PA sont essentiellement fabriqués en GaAs, avec un intérêt croissant pour le RF-SOI.

La Figure 1. 9 montre un schéma bloc simplifié d’un FEM mettant en valeur une seule chaîne d’émission-réception. Les architectures de FEM sont en réalité plus complexes. Dans le paragraphe suivant deux types d’architectures (liées aux méthodes de duplexage FDD et TDD) seront présentées, avant de montrer l’évolution de la complexité des FEM avec les différentes générations de télécommunications, 2G, 3G, 4G et 5G (cf. § II.2).

Le FDD (Frequency-division duplexing) et le TDD (Time-division duplexing) sont deux méthodes de duplexage permettant de séparer les flux uplink et downlink. Ces deux méthodes donnent lieu à deux architectures de FEM différentes.

- FEM pour FDD : Dans ce cas l’émetteur et le récepteur opèrent à des fréquences

de porteuses différentes. Les flux uplink et downlink sont traités dans des sous-bandes différentes. Le FDD est largement utilisé dans les standards 3G et 4G. Un des avantages du FDD est la planification fréquentielle claire des canaux de transmission, ce qui évite les interférences entre différents utilisateurs communiquant dans la même bande. Le Tableau 1. 3 montre un exemple de la séparation FDD des bandes LTE 1, 3 et 24.

Bande

Uplink

Downlink

bande UL/DL

Basse Milieu Haute Basse Milieu Haute

24 1626,5 1643,5 1660,5 1525 1542 1559 34

3 1710 1747,5 1785 1805 1842,5 1880 75

1 1920 1950 1980 2110 2140 2170 60

Tableau 1. 3 – Fréquences uplink et downlink des bandes 1, 3 et 24 (unité MHz)

Chaque bande a un filtre duplexeur associé (cf. Figure 1. 11, un exemple de filtre duplexeur pour la bande 3) avec des switches permettant le multiplexage. Les PA et LNA peuvent selon leurs largeurs de bande couvrir plusieurs bandes différentes.

27

La Figure 1. 12 montre une architecture FEM pour FDD. Aujourd’hui avec l’existence de plus de 40 bandes FDD à couvrir, les FEM deviennent de plus en plus complexes avec une multiplication du nombre de composants (filtres et switches particulièrement), ce qui a un coup en termes de surface. Dans le paragraphe (cf. § II.2) l’évolution de la complexité des FEM avec les standards mobiles sera traitée.

Figure 1. 12 – Schéma d’un FEM pour FDD

- FEM pour TDD : Ce duplexage permet à l’émetteur et au récepteur de disposer de

toute la bande pour opérer. La séparation des flux uplink et downlink se fait temporellement. Le TDD est idéal pour les communications à débits uplink et downlink asymétriques. Un des intérêts du TDD est de pouvoir allouer dynamiquement plus de capacité au sens qui demande ponctuellement plus de débit. Les nouvelles bandes 5G au-delà de 3 GHz sont toutes TDD. C’est la technique utilisée dans plusieurs bandes LTE-A et 5G NR notamment sur les bandes B42, B43, B49, n77, n78 et n79. Le Tableau 1. 4 donne les fréquences basses et hautes pour les B42, B43 et n77 ainsi que leurs largeurs de bandes.

28

Bande

Basse Haute

B42 3400 3600 200

B43 3600 3800 200

n77 3300 3800 500

Tableau 1. 4 – Fréquences porteuses du signal pour les bandes B42, B43 et n77 (unité MHz)

Les bandes TDD sont plus larges (supérieures à 200MHz) que les bandes FDD (90MHz pour les plus larges). Ceci relâche considérablement les contraintes sur les filtres et permet de réduire leur nombre. En effet un seul filtre, associé à un switch, suffit à couvrir une large bande (cf. Figure 1. 13 ). D’autre part, un seul PA et LNA, large-bande ou reconfigurables, peuvent couvrir toute la bande. Ceci permet une réduction de la complexité et de la surface du FEM. La Figure 1. 13 montre un FEM pouvant couvrir les bandes TDD n77 et n79.

Figure 1. 13 – Schéma d’un FEM pour TDD

Toutefois, le TDD requiert plus de puissance à l’émission que le FDD. Les équipements FDD sont de classe de puissance 3 i.e. requièrent une puissance de sortie de 23 dBm. Pour garantir le même débit avec la même couverture, le TDD doit utiliser des équipements de classe 2 (puissance de sortie de 26 dBm).

29

D’une part, ce paragraphe a permis de présenter les différents composants d’un FEM ainsi que les différentes technologies d’implémentation. D’autre part, les deux architectures FEM pour les duplexages TDD et FDD ont été présentées en montrant l’intérêt de chacune d’elles. Le paragraphe suivant portera sur l’évolution de la complexité des FEM avec les différents standards de télécommunications.

30

L’évolution des standards de télécommunications mobiles a abouti à l’élargissement du spectre alloué et à la multiplication des bandes (cf. Figure 1. 3) pour répondre à la demande croissante des utilisateurs. Alors que la 3G utilisait moins d’une dizaine de bandes, il y’a déjà plus d’une vingtaine de bandes 4G LTE et cela dépassera les 40 bandes pour la 5G NR (cf. Figure 1. 14).

Figure 1. 14 – Evolution du nombre de bandes supportées par un smartphone [7]

Bien que les smartphones n’adressent pas toutes les bandes allouées dans toutes les zones géographiques, pour offrir un service complet à l’international un nombre important de bandes doivent être adressées, en plus du Wi-Fi et du Bluetooth. Ceci affecte directement le nombre switches et de filtres – plus d’une quarantaine [8] – dans les FEM. Les aspects critiques liés à la multiplication des composants dans les FEM sont la maîtrise de la surface et de la consommation du système.

Le FEM 2G/3G représenté par la Figure 1. 15 montre la simplicité des anciennes architectures FEM. Il est composé de seulement 5 chaînes d’émission-réception (2 pour la 2G et 3 pour la 3G), avec un seul filtre duplexeur, PA et LNA pour chaque chaîne d’émission-réception. Il n’y a pas de switches de sélection de bandes mais uniquement un

31

ASM qui assure le multiplexage. Les contraintes sur les PA sont relâchées puisque ceux-là n’adressent qu’une seule bande.

Figure 1. 15 – Schéma d’un FEM 2G / 3G [9]

32

Avec l’arrivée de la 4G le nombre de bandes exploitées a connu une nette augmentation (Figure 1. 14) et plusieurs nouvelles technologies comme le 2x2 MIMO en

uplink ou l’agrégation de porteuses en uplink, ont été introduites. Ceci impacte

directement la complexité des FEM avec la multiplication du nombre de switches, de filtres et d’ASM, l’introduction des modules diversity et le resserrement des contraintes sur les PA qui doivent être plus large-bande et/ou reconfigurables. La Figure 1. 16 montre la complexité des FEM 2G/3G/4G qui se composent de plusieurs modules, chacun adressant une partie du spectre exploité, séparé en low band, middle band et high band. La grande majorité des bandes 4G sont en FDD, ce qui demande l’utilisation de plusieurs filtres duplexeurs et de switches dans chacun des modules low band, middle band et high

band (comme évoqué dans § II.1b)). L’accroissement du nombre de composants dans les

FEM a un impact direct sur la surface totale du circuit et ainsi sur les coûts de production. Le but étant de proposer toujours plus de fonctionnalités et de qualité de service à l’utilisateur avec un produit compact à un prix maîtrisé.

Le principal défi pour la 5G est de rester dans une optique d’amélioration du service tout en étant compétitive en termes de prix. En plus des nouvelles bandes adressées, les FEM 5G NR doivent offrir une compatibilité ascendante avec la 4G tout en limitant la complexité du système. La division du spectre 5G NR en différentes plages fréquentielles (par exemple low bands, middle bands et high bands telles qu’elles ont été définies dans § I.2a) ou encore dans la Figure 1. 17) permet aux industriels de séparer les composants RF selon leurs gammes de fréquence. Ceci offre la possibilité d’une meilleure optimisation des chaînes d’émission-réception en mutualisant certaines fonctionnalités (notamment PA, filtres, switches) et de réduire ainsi le nombre de composants. Pour les

low bands et middle bands, la 5G NR sera déployée comme une surcouche à la 4G existante.

Les FEM devront répondre aux mêmes exigences de la 4G avec des améliorations sur la bande des signaux supportés et une introduction de techniques permettant de réduire le nombre de composants (reconfiguration par exemple). Pour les high bands, il est à noter que la totalité des nouvelles bandes sub-6 GHz sont en duplexage TDD. Comme évoqué précédemment (§ II.1b), ceci permet une réduction du nombre de composants avec notamment le remplacement des duplexeurs par des filtres passe-bande à bande large. Pour maîtriser le nombre de composants RF et ainsi la surface des FEM 5G, il est nécessaire d’une part, d’explorer de nouvelles solutions permettant d’étendre les bandes des PA (PA large-bande, PA multimode multi-bande, …) et des filtres (reconfigurabilité) et d’autre part de concevoir conjointement les différents blocs pour réduire les réseaux d’adaptation. La Figure 1. 17 montre un schéma bloc de FEM 5G de complexité limitée. La simplification du FEM impose aux concepteurs RF des différents blocs plus de contraintes. Le paragraphe suivant traitera plus particulièrement les nouvelles exigences auxquelles doivent répondre les amplificateurs de puissance (PA).

33

34

Les évolutions qu’ont connues les standards de téléphonie mobile et les FEM n’ont évidemment pas été sans conséquences sur les PA. Le but de ce paragraphe est de dresser un tableau succin des évolutions qu’ont connues les PA pour répondre à des exigences de plus en plus contraignantes. Ensuite, seront présentées les motivations et les enjeux derrière les travaux de cette thèse en évoquant l’intérêt de concevoir un PA large-bande, à efficacité énergétique améliorée tout en respectant les spécifications techniques de linéarité dictés par le standard et enfin montrer l’intérêt de son implémentation en RF-SOI.

Les premières générations de PA étaient destinées à fonctionner sur une seule bande et comme le nombre de bandes était limité, il était d’usage de rajouter une nouvelle chaîne d’émission avec un PA lorsque de nouvelles bandes étaient allouées (cf. Figure 1. 15). Le PA pouvait ainsi être conçu avec les performances optimales sur une seule bande et pour un seul type d’onde. Cette approche sera rapidement abandonnée avec la multiplication des bandes et la nécessité de réduire la surface des FEM.

Le but est désormais de réduire le nombre de PA en adressant un nombre maximum de bandes proches bien qu’elles n’appartiennent pas au même standard. Le PA doit fonctionner dans des modes différents sur des bandes différentes, PA dit multimode multi-bande (MMMB PA). L’introduction de la reconfigurabilité et de circuits de contrôle numériques (MIPI - Mobile Industry Processor Interface) permet d’ajuster les différents paramètres du PA (notamment les valeurs des composants passifs des réseaux d’adaptation ou la tension d’alimentation) pour le configurer sur le mode de fonctionnement adéquat.

Bien que les PA large-bande soient moins performants que les PA à bande étroite à cause des fortes contraintes sur la bande des réseaux d’adaptation, ils suscitent un regain d’intérêt avec le développement du LTE-A et de la 5G NR. En effet, les bandes « sub-6GHz » B42 (3,4 à 3,6 GHz), B43 (3,6 à 3,8 GHz), n77, n78 et n79 sont toutes des bandes en TDD avec des largeurs de bandes supérieures à 200MHz. La Figure 1. 18 montre les bandes considérées pour la 4G et la 5G, les duplexages utilisés pour celles-ci, ainsi que le nombre de PA nécessaires pour les couvrir. Il est observable que les bandes TDD « sub-6GHz » peuvent être couvertes par un nombre réduit de PA à condition que ceux-ci soient large-bande (avec des bandes fractionnaires allant jusqu’à 24%). La largeur de bande s’impose alors comme paramètre important dans la conception des nouvelles générations de PA en plus éventuellement de la reconfigurabilité qui assurerait un fonctionnement multi-bande. D’où l’intérêt porté, dans le cadre de cette thèse, aux PA large-bande en bandes « sub-6GHz ».

35

Figure 1. 18 – Les bandes sub-6 GHz considérées pour la 4G Pro et la 5G [11]

D’autre part, comme évoqué précédemment (cf. § I.2b)), le PAPR du signal impacte directement l’efficacité énergétique ainsi que la linéarité du PA. On passe de PA 2G fonctionnant en compression, là où l’efficacité est la plus importante, à des PA fonctionnant avec des BO des plus en plus élevés pour assurer un fonctionnement linéaire. La Figure 1. 19 montre l’augmentation du BO requis avec les générations de téléphonie mobile et la perte d’efficacité que cela induit pour un PA en classe B. Il existe toutefois des techniques permettant d’améliorer l’efficacité au BO. Il s’agit de l’axe principal de développement de cette thèse.

Figure 1. 19 – L’évolution du BO requis et de l’efficacité du PA au BO avec les différentes générations de téléphonie mobile [11]

Enfin, le choix de la technologie d’implémentation est un élément important et stratégique dans la conception d’un PA. Le Tableau 1. 5 récapitule les principales technologies pour chaque composant dans un FEM (tels qu’elles ont été présentées dans § II.1). n7 16% 24% 13% 14% 41% n77+n79: 2 PAs n77: 1 PA n78: 1 PA HB 16% MB 45% MB+HB 2 to 3PAs n79: 1 PA 0 10 20 30 40 50 B a n d e s F ra c ti o n n a ir e (% ) up to 2 PAs each 7100 12% WiFi6 / LTE-LAA WiFi6: 1 PA 12% WiFi6E: 1 PA 6000 4G / 5G NR FR1 WiFi6E / NR-LAA 2G / 3G / 4G / 5G NR FR1 6800 6400 6500

LAA LAA LAA LAA

2000 2500 TDD FDD WiFi VLB/LB >2 PAs 32% VLB ULB 22%LB G P S & G N S S B L E / Z ig B e e n 4 1 n 4 0 1200 1700 6 00 400 900 _{2300 2700 3000 3300 3500 3800 4000 4200 4400 5000 5100 5300 5500 5700 5900} Fréquence (GHz) 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 -20 -15 -10 -5 0 P A E (% ) BO (dB) PD F (% ) 3G+ 4G 5G 3G

Profiles PDF avec une probabilité de puissance crête à 0.3% CCDF 8 6 4 2 0

Standard Pout Linéaire PAE @ Pout

3G Psat-3dB 63

3G+ Psat-4dB 55

4G Psat-5.7dB 48

5G Psat-8.5dB 34

Profile PAE d’un PA en class-BJ

-8pts -6pts -15pts

36

Composants Switches Filtres PA LNA

Technologies RF-SOI SAW/BAW GaAs/ SiGe/RF-SOI SiGe/RF-SOI

Tableau 1. 5 – Récapitulatif des principales technologies utilisées dans un FEM

Les principales technologies d’intégration des PA destinés aux terminaux mobiles sont les technologies III-V (avec le GaAs notamment) avec un intérêt croissant pour le RF-SOI. Le RF-SOI est une technologie CMOS avec une base à haute résistivité qui permet une réduction des pertes et un faible bruit. Cette technologie est largement utilisée dans l’implémentation des switches et des ASM en plus de son émergence dans les marchés des PA et LNA. Dans une perspective de forte intégration, cette technologie se présente comme une solution de choix car elle offre une possibilité d’implémentation de la quasi-totalité des blocs d’un FEM (à l’exception des filtres) et ce avec de bonnes performances et un coût réduit.

L’objectif de cette thèse est ainsi d’effectuer un travail de recherche sur des solutions d’architectures de PA intégrés en technologie RF-SOI pour les bandes LTE et 5G NR (B42, B43, n77 et n78). Les critères de linéarité liées aux standards doivent être respectés tout en assurant une bonne efficacité au BO. Le paragraphe Chapitre 4I du Chapitre 4 présente les spécifications techniques détaillées auxquelles doit répondre le PA.

37

Ce chapitre a permis de présenter le contexte général de la thèse. Le développement des standards de télécommunications mobiles pour répondre à la demande croissante en débit a abouti à l’avènement de la 5G. L’utilisation de nouvelles techniques comme le CA et le MIMO ainsi que la multiplication des bandes à couvrir a conduit à une complexification des FEM (plusieurs antennes, diversity path, nombre important de filtres et de switches utilisés…). La volonté de maîtriser la taille des circuits et les coûts de production impose plus de défis aux concepteurs de circuits RF en termes d’intégration et de performances. Cette tendance n’est pas sans impact sur les amplificateurs de puissance (PA). Dans un souci de réduction du nombre de PA par chaîne d’émission, les PA large-bande et reconfigurables sont de plus en plus demandés. D’autre part, la nature des modulations plus complexes utilisées dans les nouvelles générations et l’utilisation de la CA a comme impact l’augmentation du PAPR des signaux. Les compromis linéarité/efficacité au niveau des PA deviennent plus difficiles à atteindre. Dans le prochain chapitre les paramètres influant sur la conception de PA vont être introduits. Différentes techniques utilisées pour l’amélioration de l’efficacité des PA pour des signaux à fort PAPR seront introduites.

39

Amplificateurs de puissance

I. Généralités sur les PA ... 41 . I.1 Grandeurs caractéristiques des PA ... 41 . I.2 Performances des PA en classes sinusoïdales ... 48 . a) Caractéristiques du transistor et classes de fonctionnement ... 48 . b) L’angle de conduction ... 49 . c) Performances des classes sinusoïdales ... 51 . I.3 Optimisation des impédances et des formes d’onde ... 55 . a) Impédances optimales : courbes de niveau sur l’abaque de Smith ... 55 . b) Impédances optimales : méthode load-pull / source-pull ... 59 . c) Impédances optimales aux harmoniques - waveform engineering ... 61 II. Techniques d’amélioration de l’efficacité ... 66 . II.1 Dégradation de l’efficacité au Back-Off ... 66 . II.2 Principes d’amélioration de l’efficacité au BO ... 68 . II.3 Etat de l’art des principales architectures à forte efficacité au BO ... 72 Conclusion ... 79

41

près avoir présenté le contexte global dans le cadre duquel s’inscrivent ces travaux, les connaissances essentielles liées aux amplificateurs de puissance sont présentées dans ce chapitre en deux parties.

La première partie introduit les grandeurs de base caractérisant un amplificateur de puissance ainsi que les différentes classes de fonctionnement sinusoïdales et leurs performances. Le bon choix des impédances de source et de charge reste un élément clé dans la conception d’un amplificateur de puissance. L’impact de ces impédances sur les performances des PA est présenté d’une façon théorique en traçant les courbes de niveau de la puissance de sortie sur l’abaque de Smith. La technique empirique de balayage itératif des impédances de charge et de source « load-pull/source-pull » reste toutefois la méthode la plus pratique pour déterminer les impédances optimales. D’autre part il est aussi intéressant de maitriser les impédances aux harmoniques pour une bonne optimisation de l’efficacité. Des techniques de « waveform

engineering » utilisant les impédances au second harmonique seront présentées.

Dans la seconde partie, les limites des amplificateurs de puissance « classiques » en termes d’efficacité face aux signaux à fort PAPR utilisés par les nouveaux standards de télécommunication sont établies. Seront ensuite présentées, quelques techniques permettant d’améliorer l’efficacité des PA pour ce genre de signaux. Une analyse de l’état de l’art de ces différentes architectures de PA à forte efficacité énergétique est effectuée à la fin de ce chapitre pour établir un choix d’architecture pour la suite des travaux.

Lorsque l’amplificateur de puissance fonctionne en petit signal, la puissance d’entrée est suffisamment faible pour considérer l’amplificateur comme linéaire. Dans ces cas, les paramètres-S sont bien définis et ne dépendent ni de l’impédance de source ni de charge, ce qui simplifie drastiquement la définition des métriques de base caractérisant l’amplificateur de puissance, la puissance de sortie, le gain en puissance et l’efficacité.

A

42

Figure 2. 1 – Grandeurs caractéristiques d’un amplificateur de puissance

• Transfert de puissance dans le circuit :

La puissance maximale fournie par le PA est 𝑃_𝑜𝑢𝑡 > 𝑃𝐿, où 𝑃𝐿 est la puissance disponible

au niveau de la charge 𝑍_𝐿. D’autre part la puissance d’entrée du PA est 𝑃_𝑖𝑛< 𝑃_𝑎𝑣𝑠 la puissance fournie par le générateur. Pour avoir une transmission optimale de puissance en entrée et en sortie du PA, il suffit d’être adapté en entrée et en sortie i.e. respectivement 𝑍𝑠 = 𝑍𝑖𝑛∗ et 𝑍𝑠 = 𝑍𝐿∗ (cf.Figure 2. 1). Dans ce cas, 𝑃𝑖𝑛 = 𝑃𝑎𝑣𝑠 et

𝑃𝑜𝑢𝑡 = 𝑃𝐿 =𝑉𝐿 2

(2. 𝑅𝑒(𝑍_𝐿))

⁄ (2. 1)

• Gain en puissance :

Deux types de gains en puissance peuvent être définis :

- le gain opérationnel en puissance, relation entre la puissance d’entrée du PA et la puissance disponible au niveau de la charge.

𝐺_𝑝 = 𝑃𝐿

𝑃_𝑖𝑛 (2. 2)

- le gain transducique, relation entre la puissance fournie par le générateur et la puissance disponible au niveau de la charge.

𝐺_𝑡= 𝑃𝐿 𝑃𝑎𝑣𝑠

(2. 3)

Il est à noter que le premier gain ne tient pas compte de l’adaptation en entrée, ainsi 𝐺𝑝 >

𝐺_𝑡 sauf dans le cas où on est adapté en entrée, les deux gains sont alors égaux.

PA

P

P

P

P

P

P

43 • Efficacité :

L’amplificateur de puissance est généralement l’élément le plus gourmand en énergie dans les émetteurs-récepteurs sans fil. L’efficacité énergétique est ainsi une des caractéristiques les plus essentielles qui caractérise un PA.

- Une première définition de l’efficacité du PA est le rapport entre la puissance disponible au niveau de la charge et sa puissance consommée i.e. sa puissance d’alimentation 𝑃_𝐷𝐶.

𝜂 = 𝑃𝐿

𝑃_𝐷𝐶 (2. 4)

Cette efficacité est souvent appelée efficacité drain. L’inconvénient de cette définition est qu’elle ne prend pas en compte la puissance d’entrée du PA. Elle donne une valeur surestimée de la valeur “réelle” de l’efficacité puisque qu’elle ne tient pas compte du gain du PA.

- Une autre définition caractérisant l’efficacité du PA peut être définie.

𝑃𝐴𝐸 =𝑃𝐿− 𝑃𝑖𝑛

𝑃_𝐷𝐶 = (1 − 1

𝐺_𝑝) × 𝜂 (2. 5)

Cette définition fournit une meilleure caractérisation de l’efficacité tenant compte de la puissance du signal d’entrée du PA. Elle appelée l’efficacité en puissance ajoutée, PAE (Power Added Efficiency). Il est à noter que plus le gain du PA est grand, plus la valeur de la PAE se rapproche de l’efficacité drain η. Pour un gain théorique « infini » les deux définitions sont équivalentes PAE~ η.

• Linéarité :

Le premier paramètre de linéarité pour un amplificateur de puissance est le point de compression à 1dB noté P1dB. Ce point est observable sur les courbes de gain ou de puissance de sortie exprimés en fonction de la puissance d’entrée (cf.Figure 2. 2). Lorsque le PA a un comportement linéaire, la puissance de sortie est proportionnelle à la puissance d’entrée (le gain est constant) jusqu’à un certain niveau de puissance à partir duquel on observe une compression puis la saturation du PA (cf. Figure 2. 2). La zone de saturation est la zone où le PA atteint sa puissance maximale de sortie. Lorsque la compression commence, le gain commence à chuter. Le point de compression à 1dB est le seuil auquel le PA perd 1dB de gain par rapport à la valeur du gain en petit signal. Après ce point, le signal de sortie connait une distorsion suffisamment importante pour considérer le PA comme non-linéaire.