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2.2 Conception, Dimensionnement et Fabrication

2.2.3. c Pertes : étude comparative

Dans les interrupteurs L’objectif de ce paragraphe est de quantifier d’un point de vue

pertes l’influence des paramètres précédemment évoqués. De manière analogue à l’étude menée sur les pertes dans le commutateur de courant, l’étude que nous menons consiste à évaluer les pertes dans les interrupteurs et dans l’inductance de lissage pour un système répondant au cahier des charges présenté Tab. 2.1. Les degrés de liberté que nous considé- rons sont la fréquence de découpage et le niveau de tension en entrée. Les autres valeurs sont imposées au travers des hypothèses suivantes :

– bien que ce ne soit pas la meilleure façon de procéder en terme d’ondulation de courant et de pertes, le pont dévolteur est commandé par une MLI 2 niveaux pour sa simplicité de mise en œuvre, c’est à dire que les deux transistors (Fig. 2.13b) sont amorcés et bloqués simultanément,

– l’ondulation de courant dans l’inductance de lissage est supposée égale à 5% de la valeur moyenne du courant,

– la tension d’entrée Vin correspond à la valeur maximale de V1,

– comme pour l’étude des pertes dans le commutateur, le produit Vmax× ieff des in- terrupteurs est supposé égal à 1400 VA,

– les pertes par commutation dans les diodes sont ignorées, et l’effet du recouvrement inverse est également ignoré,

– l’amorçage des transistors se fait à rapidité constante : di/dt = 200 A/µs qui corres- pond à l’ordre de grandeur mesuré expérimentalement,

– le blocage des transistors se fait en deux temps : tout d’abord, la capacité parasite Coss est chargée sous un courant i0, puis le courant décroît avec une pente constante,

ne dépendant que des paramètres de driver et du transistor lui-même on supposera que la pente de décroissance du courant est donnée par : di/dt = 200 A/µs,

– les effets des inductances parasites de maille ne sont pas considérés,

– les pertes sont modélisées selon [27], dont les principaux résultats sont résumés ci- dessous.

Puissance DBD Ondul. courant Densité courant Induction max Fréquence 200 W 10% de hi0i 5 A/mm2 0.2 T 10 kHz

Table 2.3 – Cahier des charges relatif à l’inductance de lissage de la source de courant DC.

Le modèle utilisé pour calculer les pertes par commutation dans un transistor pour cette comparaison [27] est donné par

Psw= 1 2  i0VinF (tmi+ tdi) + CossVin2F  1 + 4 3 v u u t 2i20 CossVindidt    , (2.15)

où tmiet tdisont les temps de montée et descente intrinsèques du courant dans le transistor

lors de la commutation à di/dt imposé par le driver (choisi à 200 A/µs) ainsi que par les éléments parasites de la maille de commutation.

Notons que bien que la relation (2.15) soit issue d’un calcul avec peu d’approximation, elle nécessite la connaissance de paramètres très difficile à déterminer autrement que par la mesure (notamment les termes tmi, tmi et di/dt). En effet, ces valeurs dépendent du driver, des capacités d’entrée du MOSFET mais aussi de la qualité du layout de la maille de commutation . . . Il est donc important de garder à l’esprit que dans notre cas, les résultats doivent être appréciés à leur juste valeur : ils sont un ordre de grandeur des pertes par commutation.

La comparaison des pertes dans une cellule est donnée Fig. 2.14 pour plusieurs choix technologiques. On note que l’impact des pertes par commutation est plus important que dans le commutateur de courant car les commutations sont dures. La présence de diode dans chaque cellule de commutation augmente le niveau de perte par conduction pour les calibres basse tension. Il apparaît que le travail à haute tension avec des interrupteurs SiC 1200 V semble conduire à une forte réduction des pertes totales dans les interrupteurs.

Dans l’inductance de lissage Intéressons-nous au dimensionnement d’une inductance

répondant au cahier des charges Tab. 2.3. La relation (2.14) associée au critère relatif à l’ondulation du courant selfique permet d’établir que

L = Vin

0.2Fswhi0i

. (2.16)

L’induction magnétique maximale ˆφ, atteinte de le noyau magnétique s’exprime par ˆ φ = L × 1.05 hi0i N = 5.25Vin N Fsw , (2.17)

où N désigne le nombre de spires qui constituent la self de lissage. Ceci conduit à exprimer la contrainte sur l’induction magnétique par

Ae>

5.25Vin N FswBˆ

, (2.18)

où Ae désigne l’aire magnétique effective du noyau sur lequel est bobinée la self. L’occu- pation surfacique du bobinage se déduit directement de la contrainte liée à la densité de

Figure 2.14 – Pertes dans chaque cellule d’interrupteurs de puissance de la source de courant DC pour

courant admissible (J =5 A/mm2) et du nombre de spires N . On suppose que le fil de bobinage est de géométrie circulaire, et que le cuivre occupe 80% de la surface de bobi- nage, le reste étant occupé par de l’isolant. Le coefficient de foisonnement est ainsi donné par kbob = 0.8 × π/4 ≈ 0.6. Ceci permet d’exprimer la contrainte relative à la section de la fenêtre de bobinage Aw par

Aw>

N hi0i

kbobJ

. (2.19)

Le produit des aires Ap= AeAw, du noyau magnétique doit donc vérifier la contrainte

Ap >

5.25Vinhi0i

kbobJ FswBˆ

. (2.20)

De manière analogue au raisonnement précédent à propos des pertes dans les interrupteurs du commutateur de courant, le produit Vinhi0i est fixé par la puissance à transmettre dans le dispositif DBD (voir Tab. 2.3) ; on pourrait montrer qu’il est de 1820 VA lorsque Pdbd= 200 W. La contrainte sur le produit des aires du noyau est donc indépendante de

la tension d’entrée ou du courant conduit, seul le produit de ces grandeurs importe. Par conséquent, une fois le noyau magnétique choisi, étant donné que, pour une température donnée, les pertes fer ne dépendent que du volume de ce dernier, de l’induction maximale,

ˆ

B, de la fréquence de découpage Fsw et des formes d’onde du flux magnétique, elles sont

entièrement déterminées par le produit Vinhi0i. Une fois la puissance à transmettre fixée, le noyau magnétique choisi et les contraintes Tab. 2.3 respectées, on constate que les pertes fer ne dépendent pas du choix des grandeurs Vin et hi0i pourvu que leur produit reste le même. Les pertes cuivre se calculent par PCu = ρN (M LT )/Sfilhi0i2 où Sfil désigne la section cuivre du fil de bobinage, M LT désigne la longueur moyenne d’une spire, et ρ désigne la résistivité du matériau conducteur constituant le fil de bobinage. Travaillant à densité de courant constante J , on établit que Sfil= hi0i /J et que donc,

PCu= ρ(M LT )J N hi0i . (2.21)

Or, la loi de Hopkinson appliquée au circuit magnétique formé des N spires parcourues

par un courant hi0i + ∆maxi0 = 1.05 hi0i et de la perméance A` du circuit magnétique de la self conduit à N × 1.05 hi0i = ˆ BAe A` , (2.22)

En combinant (2.21) et (2.22), on montre que

PCu=

ρ(M LT )J ˆBAe

1.05A` (2.23)

qui est une constante du dimensionnement. Ainsi, les degrés de liberté offerts dans le dimensionnement de l’inductance sont : le choix du matériau magnétique, la géométrie du noyau (avec présence ou non d’entrefer) et la nature du fil de bobinage. Afin de guider notre choix, nous procéderons à un dimensionnement par optimisation. On s’intéressera à satisfaire deux objectifs qui, pour ce genre de problématique, sont antagonistes : les pertes totales et la masse. Pour cela on applique un algorithme de minimisation des pertes en

Pfer = K.Volume.Baf+b.fc PCu = N2.ρ(MLT)/Scu.Idc2 OBJ = Pfer + PCu * Ne pas saturer * L > Lmin

* SCu et L0 sont tels que la masse totale vaut "Masse" Contraintes

Objectif

2L0 L0 L0

SCu,

Masse totale imposée donc SCu est dépendant de L0

Paramètres d'optimisation : N et L0 N spires 0.5L0 Algo dimensionnement

Pour chaque matériau : Pour chaque "Masse": Minimiser Objectif en respectant les Contraintes; fin; fin; Afficher le réseau de courbes Pertes VS Masse pour chaque matériau;

Figure 2.15 – Principe de la démarche de dimensionnement de la self de lissage.

balayant plusieurs valeurs de masse (contrainte d’égalité), ce qui permettra de localiser les solutions optimales dans le plan ”masse-pertes”.

Le principe du dimensionnement est résumé Fig. 2.15. Une fois le matériau magnétique fixé, le noyau est défini par un seul paramètre : la grandeur L0 qui sert à définir toute sa

géométrie. L’enroulement, supposé à base de fil de cuivre, est défini par deux paramètres : la section totale SCu qui doit tenir dans la fenêtre de bobinage du noyau, et le nombre de spires N . Nous obtenons ainsi trois paramètres d’optimisation indépendants : L0, SCu et

N .

Si nous imposons à la self d’avoir une certaine masse, les paramètres L0 et SCu ne sont

plus indépendants et, dans le contexte que nous nous sommes imposés, la self est alors déterminée de façon univoque par ses paramètres L0 et N car il s’avère que la contrainte d’égalité relative à la masse totale permet d’éliminer manuellement le paramètre SCu.

Le calcul de la fonction objectif tient compte des pertes par conduction dans l’enrou- lement – les effets de peau et de proximité étant négligés – et des pertes fer dans le noyau. Ces dernières sont modélisées par une loi du typeSteinmetz de la forme Pfer= KVBaf +bfc (Fig. 2.15), V étant le volume fer, où les coefficients K, a, b et c sont déterminés par ré- gression au sens des moindres carrés des courbes expérimentales donnant les densités de pertes en fonction de la fréquence et de l’induction magnétique, en général fournies par les fabricants. Ces relevés expérimentaux sont en général donnés pour une excitation sinu- soïdale alors que dans notre cas, celle-ci est de type triangulaire. Bien que rigoureusement inexact, nous supposerons que le modèle de pertes peut s’étendre aux excitations de type triangulaires en gardant les mêmes coefficients. De plus, les effets de la température ont été ignorés dans cette étude ; on a supposé qu’elle était constante, égale à 25˚C puisque les courbes de pertes fournies par les fabricants sont souvent précisées (entre autres) pour cette valeur de température.

Les résultats de la procédure de dimensionnement sont donnés Fig. 2.16. Chaque courbe représente un front de Pareto, et chaque point de cette courbe représente les pertes de la solution optimale, pour une masse totale fixée.

L’allure des courbes confirme le fait que les deux critères « masse » et « pertes » sont ef- fectivement antagonistes. Nous avons constaté que pour les masses faibles (donc niveau de perte élevé), les pertes cuivre sont majoritaires pour tous les matériaux testés. La grande différence des niveaux de pertes entre les divers matériaux magnétiques tient principale-

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 0 5 10 15 20 25 30 3C85 Philips 3C90 3F3 Philips 3F45 MPP 14 µ MPP 26 µ MPP 60 µ MPP 200/300 µ N87 N97 EPCOS K1 Mass (kg) Losses (W)

Figure 2.16 – Compromis pertes/masse guidant le choix de l’inductance de lissage pour Fsw = 50 kHz pour divers types de noyaux magnétiques.

Vth -Vth I Cdiel Cgas Vdbd Vp 1:m idbd Vgas idis i 0 K1h K2h K2l K1l VK2h Dispositif DBD Vdiel V1 L/2 L/2 Vdc

Figure 2.17 – Structure de puissance de l’alimentation en courant carré.

ment à la valeur de l’induction de saturation Bsat, à condition que la perméabilité relative

du matériau soit suffisamment élevée pour garantir une valeur d’inductance minimale. Les matériaux où cette dernière est faible nécessitent un nombre de spires minimum plus élevé que les matériaux ayant une saturation élevée afin de respecter la contrainte de non satu- ration, tandis que la masse totale de cuivre optimale reste sensiblement égale, conduisant à une majoration des pertes cuivre. Lorsque la masse totale est élevée, les solutions de l’algorithme conduisent, pour la plupart des matériaux, à équilibrer les contributions ’fer’ et ’cuivre’ aux pertes totales.

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