b Le commutateur : technologies et loi de commande

Mode de commutation et choix des interrupteurs

Mode de commutation Par essence, un convertisseur résonant permet d’opérer des

blocages à zéro de courant (ZCS) lorsque ce courant est légèrement en avance par rapport à la tension, des amorçages à zéro de tension (ZVS) lorsqu’il est légèrement en retard, ou bien les deux lorsque le déphasage courant/tension est exactement nul (φ₁= 0) [27]. Ceci réduit de façon conséquente les pertes engendrées lors des commutations.

À cet égard, pour les composants haute fréquence, la littérature recommande vivement le choix du mode ZVS car les pertes à l’amorçage peuvent être réduites considérablement si la commutation s’opère à courant non-nul mais avec un temps de retard à l’amorçage bien calibré [14, 85]. Ce principe permet ainsi d’atteindre une gamme fréquentielle bien supérieure à ce qui serait obtenu en commutation dure.

Les interrupteurs de puissance Comme nous l’avions évoqué, la montée en fré-

quence s’accompagne invariablement de la réduction en volume des composants électro- niques. La moindre longueur de conducteur (une patte de composant ou une piste de connexion par exemple), par le biais de sa self inductance ajoute des effets parasites dans le montage qui deviennent non-négligeables : un ordre de grandeur communément admis est de 10 nH par centimètre de conducteur. Ces éléments influencent le fonctionnement en plusieurs endroits. D’un côté, la maille de commutation contient des éléments inductifs parasites, et compte-tenu des modèles de pertes présents dans la littérature [73, 87], ceci engendre des pertes supplémentaire au blocage.

De l’autre côté, la maille de commande est également inductive, les fronts de tension de commande sont donc moins raides et par conséquent, le temps de commutation de l’interrupteur est augmenté, ce qui engendre également des pertes. Ces éléments inductifs sont également responsables de résonances parasites aux bornes des interrupteurs lors des phases de blocage ; elles engendrent des surtensions et déclassent le composant vis à vis de son calibre en tension.

Des résonances parasites peuvent également survenir au niveau de la tension de com- mande, ce qui, pour certains composants sensibles tels que les semiconducteurs à base de nitrure de gallium (GaN), provoque leur destruction [70]. À ce titre, les fondeurs four- nissent des efforts considérables sur lepackaging des composants afin de minimiser autant que possible ces effets parasites, conduisant à l’abandon progressif des boîtiers de puissance communément utilisés (T0-220, T0-247, SO-8 . . . ) dans les domaines de l’électronique de puissance à haute fréquence de commutation [25]. Les considérations d’ordre thermique occupent évidemment une place importante [26], car la réduction de volume associée à l’augmentation de la fréquence nécessite un design soigné quant à l’évacuation des pertes. Parallèlement, des technologies adaptées à la haute fréquence telles que les transistors au nitrure de gallium (GaN) émergent. Ces derniers semblent déjà détrôner les meilleurs

Figure 4.18 – Résistance spécifique à l’état passant en fonction du calibre en tension de différents com-

posants Si et GaN actuels (extrait de [85]).

interrupteurs MOSFET silicium classiques dans le domaine de la haute fréquence de com- mutation (quelques megahertz) [70] alors que la technologie n’en est qu’à ses balbutie- ments. Pour s’en convaincre, nous rapportons Fig. 4.18 une synthèse disponible en [85] situant les composants GaN actuels par rapport aux meilleurs MOSFET silicium en terme de résistance spécifique. On constate que les composants silicium ont atteint leur limite théorique [38, 45, 84, 72] car la technologie est mature tandis que la technologie GaN en est encore très éloignée, et en ce sens, elle possède un grand potentiel.

Modèle de pertes Les pertes par conduction sont classiquement modélisées par :

Pcond= Rondsi2eff,

où Ron_ds désigne la résistance du composant à l’état passant. Compte-tenu du mode de fonctionnement que nous avons choisi (commutation à zéro de courant), nous supposons dans cette étude que les pertes par commutation sont uniquement dues à la décharge de la capacité parasite du composant lorsque celui-ci est amorcé. De plus, nous supposons que, lors de l’amorçage, la capacité est chargée à la tension d’entrée (Vin sur Fig. 4.12a) ce qui suppose que nous travaillons à φ₁ = 0 (commutation à courant nul), ce qui n’est pas la solution minimisant les pertes [14]. Ainsi, les pertes par commutation sont données par :

Psw= F

Z Vin 0

CossVdsdVds, (4.19)

où C_oss désigne la capacité parasite de sortie du composant : celle-ci dépend de la tension drain-source du composant. Plusieurs modèles sont utilisés afin de modéliser le comporte-

ment de C_oss en fonction de la technologie du composant. Pour un composant MOSFET,

un modèle proposé par Rodríguez et al en [73] consiste à écrire : Coss= C0/(1 + Vds/K)γ,

Figure 4.19 – Comparaison des pertes de plusieurs composants en fonction de la fréquence pour une

puissance en sortie égale à 66 Watts.

où C0, K, et γ sont des paramètres d’ajustement que nous obtenons grâce à une régression

sur les courbes données par les fabricants. Pour les composants GaN, un modèle linéaire par morceaux est parfois employé. Finalement, dans le cadre de notre étude, on calculera les pertes dans un interrupteur par :

Ptot = Pcond+ Psw = Rdsi2rms+ F

Z Vin 0

CossVdsdVds, (4.20)

en étant conscient que le second terme pourrait être réduit en autorisant une légère avance du courant sur la tension, et en choisissant bien le temps de retard à l’amorçage du composant.

Comparaison de plusieurs composants Ce modèle nous permet d’élaborer un

comparatif entre plusieurs composants afin de choisir les meilleurs candidats en fonction de la fréquence de fonctionnement désirée. Le comparatif s’établit entre des composants dont le calibre en tension est de 100 V. La puissance de sortie est fixée à 66 W. Les composants silicium comparés figurent parmi les meilleurs MOSFET du marché. Le fait de réaliser ce comparatif à puissance constante implique que la tension commutée dépend de la fréquence de commutation envisagée. En effet, l’évolution de la puissance en fonction de la fréquence et de la tension d’entrée V_in (4.7) montre qu’elle dépend du produit « tension × fréquence ».

Les résultats du comparatif sont présentés Fig. 4.19. Les composants GaN paraissent être les meilleurs candidats pour notre application. Dans la gamme 1–4 MHz, le EPC2007 sort du lot tandis que le EPC1001 surpasse les autres dans la gamme 4–10 MHz. Les composants EPC1001 ont été finalement sélectionnés car bien que nous ayons choisi une fréquence de commutation de 1 MHz, les EPC-2007 n’étaient pas encore distribués lors de la fabrication du convertisseur. Notons tout de même que les pertes liées à la commande n’ont pas été étudiées dans cet exemple : elles pourraient occuper une part significative à haute fréquence.

Figure 4.20 – Photo des deux cellules de commutation, et zoom sur la boucle de puissance.

Placement routage La conception de la carte doit être soignée dans le but de réduire

les effets parasites provoqués par les pistes. L’étude menée en [71] sur les convertisseurs DC/DC haute fréquence montrent en effet l’importance de cette partie de la conception. La maille de puissance de chaque cellule doit avoir la surface la plus faible possible, tout comme la maille de commande des interrupteurs. La carte utilisée, dont le rôle originel se situe au sein d’un convertisseur DC/DC à 5 phases entrelacées et dont l’étude et la réalisation détaillées figurent en [86], a fait l’objet d’une conception minutieuse à ces égards. On rapporte Fig. 4.20 la façon avec laquelle une maille de commutation est conçue ainsi qu’une photographie afin de fournir une idée de la taille du convertisseur (le driver (noir) est de dimension 4 mm×4 mm).