Le commutateur de courant

Le commutateur de courant a pour fonction d’aiguiller le courant continu fourni par la source dans le primaire du transformateur. La topologie qui s’est imposée naturellement est celle qui est présentée Fig. 2.1. Il s’agit d’un onduleur de courant pleine onde.

2.2.2.a Choix des interrupteurs de puissance

Synthèse statique Comme le montre Fig. 2.2b, chaque interrupteur voit à ses bornes

une tension tantôt positive tantôt négative, et ne conduit un courant que positif. Ceci donne la même caractéristique statique qu’un thyristor.

Synthèse dynamique Fig. 2.2b montre que le sens de parcours de la trajectoire du point

de fonctionnement dans le plan tension-courant de l’interrupteur est tel que l’amorçage est commandé, et que le blocage est spontané. On retrouve la même caractéristique dynamique qu’un thyristor.

Compte-tenu de la gamme de fréquence (5–15 kHz), des thyristors ne pourront être employés. On choisit d’utiliser un thyristor de synthèse qui sera réalisé par une associa- tion série d’un transistor de puissance type MOSFET, qui possède structurellement deux segments de courant pour un segment de tension, et d’une diode qui possède structurelle- ment un segment de tension et un segment de courant, afin de disposer d’un composant équivalent comportant deux segments de tension pour un seul de courant (Fig. 2.8).

En outre, la propriété de blocage spontané lors du changement de signe de courant dans l’interrupteur équivalent devra être gérée dans la commande du transistor, car contraire- ment au cas du vrai thyristor, elle ne saurait exister à l’état naturel pour cette association. La réalisation d’un tel composant est proposée dans [17].

Un paramètre qui n’a pas encore été fixé est la tension sous laquelle le commutateur de courant fonctionnera. En effet, pour un cahier des charges donné (une puissance en sortie donnée), il est possible d’adapter les niveaux de tension au primaire par le biais du rapport de transformation du transformateur. Une diminution de tension primaire aura pour conséquence une augmentation du courant au primaire en vertu du principe de la conservation de l’énergie. Une étude intéressante consiste à comparer les pertes

des interrupteurs auxquelles s’attendre dans différents cas (à produit VI constant) en considérant les interrupteurs de puissance de l’état de l’art actuel (année 2014).

Cahier des charges Pour mener cette étude comparative, nous désirons alimenter sous

200 W et 10 kHz le dispositif DBD de 25 cm2 dont les caractéristiques sont présentées Tab. 2.1. En outre, nous anticipons une capacité parasite Cp = 100 pF du transformateur élévateur : bien que choisie arbitrairement, cette valeur est représentative de ce qui a pu être mesuré sur les transformateurs dont nous avons fait l’étude. On effectue les substitutions de paramètres (2.5) et (2.6), ce qui donne numériquement

˜

Cgas= 232 pF, C˜diel= 230 pF, V˜th= 1980 V.

De la relation de la puissance :

Pdbd= Vthˆidbd(1 − q), (2.7)

(voir démonstration en annexe §A.3) où q = C_gasVth/ ˆQdbd, on déduit i1 = 120 mA, ce qui

conduit à ˜q = 0.152 (rappelons que nous désirons Pdbd = 200 W). La relation de tension

maximale (démonstration en annexe §A.3) donne ˆVdbd = 15.2 kV. Ainsi, en supposant

que le rendement du transformateur est proche de 1, le produit ’tension max-courant efficace’, que nous notons S_transfo auquel travaille le primaire du transformateur est de 0.12 × 15200 = 1824 VA. En accord avec Fig. 2.2b, chaque interrupteur du commutateur ne conduit que la moitié du temps, et donc le courant efficace vu par chaque interrupteur est divisé par un facteur√2. Le produit « tension max × courant efficace » d’un interrupteur, noté Ssw est donc donné par

Ssw= Stransfo/

√

2 ≈ 1400 VA.

Méthode de comparaison Plusieurs composants ayant des calibres en tension 40 V,

100 V, 200 V, 600 V et 1200 V sont choisis. Pour chaque calibre en tension, une diode est choisie, et plusieurs transistors sont comparés. Pour chaque interrupteur, on se donne une marge de sûreté en tension de 0.75, c’est à dire que la tension maximale qui sera atteinte aux bornes de chaque interrupteur est de 0.75 fois le calibre en tension (soit 30 V pour les composants 40 V, 75 V pour les composants 100 V etc. . . ). Le courant efficace vu par chaque interrupteur est alors déduit par le fait que Ssw = 1400 VA, ce qui donne

par exemple 46.7 A pour des composants 40 V et 1.6 A pour des composants 1200 V. Les pertes par conduction et par commutation sont alors calculées selon le modèle que nous présentons ci-après et comparées. Les diodes sont choisies en fonction du calibre en tension ; elles sont données Tab. 2.2.

Calibre 40 V 100 V 200 V 600 V 1200 V Fabricant IXYS IXYS Vishay Infineon Cree Référence DSA60C45HB DSA50C100HB VS-60EPU02PbF IDH16S60C C4D10120E

Modèle de perte Dans la diode, ne seront prises en compte que les pertes par conduc- tion, calculées par

Pdiode= VdIeff+ RdIeff2 , (2.8)

où V_d désigne la tension de seuil de la diode et R_d désigne sa résistance dynamique. Ces deux paramètres sont souvent donnés dans les documentations techniques, et peuvent éga- lement se déduire des abaques I(V) systématiquement donnés pour les diodes de puissance. Dans les transistors, des pertes par commutation sont aussi considérées. Étant donnée la propriété de blocage spontané à faible di/dt (à cause de l’empiètement), les pertes par commutation sont données d’après [14] par

Psw =

1 2F C

eq

ossVsw2 , (2.9)

où C_osseq est la capacité de sortie équivalente en énergie1 du transistor, et V_swest la tension aux bornes du transistor lors de son amorçage. Ceci revient à ne considérer que les pertes ne surviennent que lors de l’amorçage du composant, où sa capacité parasite de sortie Coss se vide alors que le thyristor ne commence à conduire qu’un très faible courant. Les pertes au blocage sont négligées étant donné le comportement thyristor des interrupteurs du pont (ZCS). Les pertes par conduction s’expriment classiquement par

Pcond = RdsonIeff2 , (2.10)

où Ron_ds est la résistance du transistor à l’état passant.

Comparaison Afin d’acquérir les valeurs des paramètres, nous avons parcouru les do-

cumentations techniques de chaque composant afin d’extraire les courbes pertinentes. Les figures ont été ensuite traitées par une procédure de fitting afin d’extraire les paramètres intervenant dans le calcul de pertes. La démarche pour les MOSFETs est présentée Fig. 2.9. Le résultat de la comparaison est donné Fig. 2.10. On note que la diode est responsable de pertes élevées pour les faibles calibres en tension car elle doit conduire un courant d’autant plus élevé que son calibre en tension est faible. Comme nous pouvions l’antici- per, les pertes par commutation sont négligeables pour les faibles calibres en tension en raison de la basse fréquence de commutation, de la basse tension et du blocage spontané des thyristors de synthèse. En revanche, celles-ci s’avèrent plus importantes pour les forts calibres en tension quoique relativement faibles. Globalement, nous constatons qu’il est tout à fait intéressant de travailler à tension élevée au primaire du transformateur. Les MOS SiC 1200 V deCree offrent des caractéristiques très intéressantes en terme de pertes pour ce cahier des charges puisque sous ces conditions de fonctionnement, les pertes sont de l’ordre de 1 W dans le MOS et 1 W dans la diode, ce qui permettrait de s’affranchir totalement de l’utilisation d’un dissipateur pour des boîtiers de type T0247. Il reste néan- moins à s’assurer que le travail à haute tension est également profitable à la source de courant et au transformateur.

1. En pratique, la capacité Coss présente une forte dépendance vis à vis de la tension drain-source du MOSFET. La notion de « capacité équivalente en énergie » revient à ne considérer qu’une seule valeur de capacité qui est telle que l’énergie stockée (0.5CossVˆds2) est égale à l’énergie électrostatique véritablement

Figure 2.9 – Démarche de calcul des pertes dans les MOSFET.